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5次元荷電粒子・電磁界コードです。このソフトウェアは電子銃、イオン源、クライストロン、リニアックなどの大強度ビームを利用する装置開発の支援をします。商用の描画プログラム、スキャンイメージもしくはNED Lab独自のメッシュエディタを使って複雑な形状を容易に入力できます。
複数の種類のPIC、レイトレースまたはハイブリッド流体ソルバー
不規則な表面からの粒子放出に対応
すべての位相空間をすぐに表示可能
時間依存(マクスウェル方程式)、静電場または純正電場(ラプラス、ポアソン、ポアソンボルツマン)ソルバー
任意のアンテナ形状
ベクトル、カラーマップ、等高線による表示
対話形式の問題解決−いつでもシミュレーションを停止でき、パラメータ(例えば形状や電圧)を変え、計算を続けることが可能
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MP (マルチプラットフォーム対応の粒子加速器関連コード)ソフトウェアテクノロジーに基づいて作成されています。
製品は3つの部分、ビームライン設計キット一式を備えたGUI
統合された対話形式チュートリアルシステム
を解析する解析ツールから構成されています。さらにアドオン計算モジュールの追加により、定量分析、定量設計ができます。PBO Labの軌道モジュールは、 ビルトインの1次オプティクスシミュレーションを使用してビームラインの定性的特徴(単独粒子軌道やビームエンベロープなど)をグラフィック表示します。また、このモジュールを使って、各光線やエンベロープの精査、水平・垂直または磁気的な中央平面投影をグラフィック表示することもできます。エンベロープ計算では、線形空間電荷力も考慮されています。これにより、ビームオプティクス、加速器・ビームラインの設計、加速器の技術などについて、幅広い知識を得ることができます。PBO Lab アドオン計算モジュール下記アドオン計算モジュールを追加すると、各種計算エンジンを実行することができます。
(詳細はお問合せください)
GUI はドラッグ&ドロップ、カット&ペーストなどの操作を含む、親しみやすいものです。粒子線とエンベロープをビームラインに重ねて表示するので、各要素との対応が容易です。粒子オプティクスに関する丁寧なチュートリアルが付いています。技術者・学生を問わず、トレーニングツールとしても最適です。世界の主要な加速器施設で使用される強力で信頼性の高いオプティクス計算エンジンと併用できます。平面的ビームライン、階層的ビームラインの双方を効率的に表示するオブジェクトモデルを作成できます。ユーザ入力パラメータで、多様な加速器ビームラインの要素を描写できます。軌道モジュール、エンベロープモジュールのセットにより、パラメータ変化の影響を対話形式で 表示します。優れたシステムタイプルールが入力パラメータの編集を助けます。
ハードディスク空き容量:20MB以上
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進行波管用電子銃のシミュレーション結果
EGUN は空間電荷と自己磁場および相対論の効果を含む静電場・静磁場中の荷電粒子軌道を計算します。空間電荷制限放出(Childの法則)、温度制限放出またはユーザ設定データにより粒子の初期化が可能です。
円柱座標も直行座標も利用可
グリッド、誘電体、電界放出を含む。
空間電荷力と自己磁場力
空間電荷制限放出(Childの法則)と温度制限放出
INTMAGによる磁石設計結果のインポート
EGUN は単独で使用することもできますが、境界定義の支援、磁場の設計と結果の解析プログラムと連携使用が可能です。EGUN をベースにして作られたプラズマからのイオン抽出を行うためのプログラム IGUN があります。
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LSPはPICによる大規模プラズマ用3次元電磁界・荷電粒子解析ツールです。電子に関してはハイブリッド流体モデルを使用しています。LSPはMRC社の先端技術部、「粒子ビーム・流体力学グループ」の研究プロジェクトで開発された製品です。
リアルタイム・レンダリング機能を持つグラフィカル・プリプロセッサ
FTPクライアントを使用して、入力ファイルをリモートマシンにエクスポートすることもできます。電界放出、トランスミッションライン境界、誘電体、分散的な磁気材料、二次電子放出、中性粒子のイオン化、表面加熱と表面からの中性粒子の脱離など、多様な計算が可能です。並列コンピュータでも実行できます。
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様々なPA(プロセスの自動化)システム、SCADA(監視制御データ収集)システムに容易に適用可能です。
基幹システムには信頼性の高いOS、オペレータステーションには一般的なOS、ハードリアルタイム機能には確定系OS 等)
制御、モニター表示画面の自由設計可
製造設備の全プロセスと状態を記録したデータの収集・保存により、問題を診断・修正、さらにプロセス、製品を改善
オペレーションの最適化および機械の故障回避のため、必要に応じて、機械設備の状態を高データ入力率でモニター
容易なデータ再生
操作トレーニング、ヒューマンファクタの調査に最適
インタフェース統一により操作が容易
優れたトラブルシューティング、および実際のプロセスを表示する履歴データによる高度なプロセス制御機能
TCP/IPコミュニケーションにより、簡単な操作でシステムを拡張
必要に応じてコンピュータプラットフォームを変更し、アプリケーション開発を保護
コンピュータ技術の変更時にも、製品開発、設備投資が不要
各仕様に合わせてシステムを適合
アプリケーション特有のアルゴリズムとコードを組み込むために必要なあらゆるドキュメントソフトウェアのインタフェースを装備
インストール済みのVsystemをアップデートせずに新バージョンに拡張
複数コンピュータで使用の場合も、1台のコンピュータのみアップデートすればOK
プロセスのコンピュータモデルをライブシステムのコピーに追加して、トレーニングシステムを容易に実行
ネットワーク化された拡張可能なリアルタイムのデータ ベース/データバス、およびアクセスルーチンライブラリ
素早いデータ取得と画面のコントロールを可能にするGUI
対話形式オブジェクトを多数備え、グラフからVaccessへのアクセスも数回のクリックで可
同時に描画モード、ライブモード混在の複数ウィンドウ表示可
対話形式のアラームツール
Vaccessでのアラームチェック中、システム内のチャンネル(ポイント、タグに類するもの)をモニターし、ログ、プリント、警告発信、アラーム発信
チャンネル変更時や、Trigger event によりこの機能がアクティブになっている場合、指定の時間間隔でVsystemのデータベース内データをディスクに記録
全チャンネル、全フィールドの記録可
データは圧縮バイナリファイルに保存され、ASCIIフォーマットに変換可
記録済みデータの再生ツール
問題解決、オペレータの学習、各種ケースでの有効な解析を実行するためにリアルタイムデータベース内のログファイルを再生
プログラム搭載のシナリオ再生機能あり
記録済みデータのグラフィカル表示用ヒストリーツール兼トレンドツール
表示中のデータを表計算ソフトやReport Writerなどのプログラムにエクスポートするツールあり
ライブトレンド機能あり
Vaccessとの相互操作可能な高レベルのスクリプト言語
ネットワーク上の任意のVscriptサーバへの接続、実行中のスクリプトのモニター、リモート操作での新規スクリプトのデバッグが可
複数の言語をサポート
VaccessとI/Oハードウェアのアクティブな接続、さらには容易なカスタマイズを実現するツール
Vsystemのネットワークタスクマネージャとして機能するアクティブエージェント
Vsystemネットワーク環境でのデータベース管理、コンピュータプロセス制御を実現
Vsystemへのインタフェースは公開されているため、容易にシステムの拡張や開発ができます。また、NT/2000/XPに対応するOPCクライアントを装備していますので、OPC対応のさまざまなベンダの機器との接続が容易に実現できます。
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MAFIAは20年以上にわたって開発テストされた、完成したソフトウェアです。電磁界解析CADとして世界の200以上のユーザに広範囲に利用されています。MAFIAはモジュラー構造で構成されており、用途に応じたソルバをプリプロセッサM(メッシュジェネレーター)とポストスクリプトPに組み合わせることにより、各種電磁気問題を容易に解くことができます。
完成された3次元ソフトウェア
完全なメニューコントロール
簡易化されたコマンド構成
メッシュの自動作成
電磁界ベクトル表示による出力
境界条件にオープンバウンダリを指定可能
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MAFIAソルバ構成 (下の各項目をクリックして詳細をご覧ください)
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へリックス コイルのメッシュ作成例
幾何構造をグリッドのメッシュに直します。
RFの伝搬と分散 反射ダイオード・トライオード
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静電磁界のソルバですが、電磁界以外のポアソンの方程式(例えば熱解析)も解くことが出来ます。
回路ボード上の熱分布
熱拡散の解析機能
円筒座標系のサポート
非線型、異方体の物性を定義・サポート
定常電流の解析機能
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低周波と高周波と両方に使える周波数領域で計算するソルバで、渦電流や高周波の励振を含む電磁界の問題を解くことができます。
渦電流による非破壊検査
渦電流発熱および測定
電気的、磁気的に損失のある媒体
無限境界条件の設定
有限の誘電率の設定
異方性の媒体
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共振などの固有値問題を周波数領域で2次元と3次元で解くソルバです。導波管や空胴共振器の計算につかわれます。
共振器の電磁界分布
損失のある媒体の複素ベクトルによる解析
有限の誘電率
周期構造の計算
あらゆるモードを精度良く計算
無限小の厚さの物体解析
メモリー効率が非常に高い。
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電磁界の伝播を時間領域で2次元と3次元で解くソルバです。アンテナやフィルターのSパラメーターの計算や電磁波の放射クロストークとEMIの問題を解くのに使われます。電磁界の計算は時間を段階的に計算するリーブフロッグ方式を使っておりメモリーの効率が非常に高く超高速に解析を行います。
2線路間のクロストーク(T3計算例)
無限境界条件の設定
損失のある媒体の計算
表皮効果の解析
導波管モードによる入力
自由に設定できる入力波形
Sパラメーターの超高速広帯域解析
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電磁界と荷電粒子運動との相互作用を時間領域で相対論的に解析するソルバで、2次元(対称軸:TS2)と3次元(TS3)に対応します。又荷電粒子の運動と電磁界とのエネルギーのやりとりをエネルギー保存則にそって計算します。
2次元・3次元電磁界と荷電粒子の相互作用
電子銃における電子の動き(TS2計算例)
ウェークフィールドの計算可能
静電磁場とダイナミックな電磁場両方が電磁界として入力可能
異方性の媒体が可能
導波管の境界条件入力可能
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結果をグラフィック的に表示するだけでなく計算で得られ電磁界ベクトルの結果を処理することによって他の数値、例えばエネルギー密度、電力損失、壁面電流等を求めることができます。
4重極子の磁場解析
グラフィックエディターによって電磁場のプロットの重ね合わせやエディットが可能
様々な物理量(インピーダンス、移相、力とトルク、損失、エネルギー密度、FFT、壁面電流、熱流等)の計算と表示可能
2次元と3次元のグラフ表示
ベクトル、等高面の3次元表示
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MW STUDIOのスピード性と正確さは、複雑なフィルタのチューニングに理想的です。非定常(時間領域)解析ソルバーと固有モードソルバーの組合せは、フィルター構造の解析には強力なツールとなります。徹底したメッシュ生成機能と柔軟性のあるVBAを備えたMW STUDIOは、フィルタ設計者にとって非常に価値あるツールとなっています。ここでご紹介する例は、MW STUDIOを使って3ポスト結合フィルターのチューニングをする方法です。
共振器の短絡
全ての共振器を短絡させると、位相キャリブレーションが実行できます。これで、均一の位相になる周波数範囲が決定できます。Port位相面の移動を行い、均一位相帯域幅がスミスチャートの中心点に向かって落ち込んでいます。結合バンド幅は共振器の長さL、または、共振器の同軸給電器の距離Dを変えることで調節できます。群遅延時間はVBAマクロを使って計算します。
群遅延時間は39
第2共振器のチューニング
次に第2共振器を開きます。第2共振器の長さとカップリングループのサイズも、群遅延時間を使って調節します。
群遅延時間は58
77nsに近い値となっています。第1共振器と第2共振器の結合バンド幅と、共振器の中心周波数を得るための方法として、スミスチャート上でゼロ点に交差する周波数を観察します。
(VBAマクロを使うと、自動的に実行されます)
ここでも、2つの共振器のカップリング幅は13
8MHzと近い値になっています。
フィルタ全体の計算
全ての共振器を開いた後に、最後のフィルタ応答を計算します。前段階として必要な条件は全て充たされています。帯域幅は10MHz、リターンロスはほぼどの周波数でも26dBまでです。第2共振器がわずかに非対称の群遅延を起こしているため、共振値(極)も非対称となっています。これは、MW STUDIOでさらにパラメーターを変えることで調節できます。
元の形状との比較
MW STUDIOの優れたチューニング機能について、元の形状と修正された形状との比較のなかで見てみます。青色と紫色の線は、オリジナルのフィルター構造でチューニングを施した通過と反射係数を示しています。一見して、このデザインでチューニングできる範囲は期待を下回るものであることがわかります。赤色と緑色の線は、カップリングループのサイズとカップリングスロットの幅を変えて修正した形状をチューニングした通過と反射係数を示します。この場合には、期待に沿うチューニングとなっています。前頁までの説明は、この改良された形状を元にしたチューニングプロセスになっています。赤色の矢印は、チューニング幅を改善するためにオリジナルの形状を変えた部分を表しています。この例が示すとおり、MW STUDIOはフィルタデザインがスペックを充たすかどうかをチェックする手がかりを提供する優れたツールであることが分かります。MW STUDIOを使った、3ポスト結合フィルタの優れたチューニングの例を見てきました。あらかじめ定義されたVBAマクロにより、カップリング周波数や中心周波数といったフィルタパラメータを自由に引き出すことができます。このチューニングプロセスは、最初のプロトタイプを作成する前に行うと特に有益です。なぜなら、これを行うことでパラメータを使ってどの範囲でチューニングができるかがわかるからです。開発にかかる費用を大幅に削減することができます。このチューニング法の特徴として、以下があげられます。スピードと正確さ:ARフィルタ機能により、非定常(時間領域)解析ソルバの計算時間が大幅に縮まります。さらにPBA法も使うことで、高度に複雑な構造でも、正確で高速な計算ができます。確かなメッシュ:フィルタ設計では、寸法の若干の違いがカップリング周波数、共振周波数に大きく影響します。MW STUDIOには確かなメッシュ法が採用されているため、結果は常に、たとえパラメータを変えても、収束し信頼できる結果が得られます。VBAマクロ機能:強力なVBAマクロ言語を駆使することでカップリング係数や中心共振周波数などの指標を算出することが可能です。複数のソルバ:この例では、非定常(時間領域)解析ソルバを使って解析を行いましたが、MW STUDIOには他にも強力なソルバがいくつかあります。固有モードソルバでは共振周波数、その共振フィールドパターンの計算ができます。モード解析(固有モードソルバパッケージに付属)も一緒に行うことで、外部とのカップリングの効果からデバイスのSパラメータを出すことができます。これ以外に非常に便利な使い方として、CST DESIGN STUDIOを使って、構造を小さい無共振部分に分割し、非定常(時間領域)解析ソルバの計算と連動して使う方法があります。この方法で計算時間が大幅に短くなります。
このフィルタの条件 タイプ:チェビシェフフィルタ
MW STUDIOは、ヴァーチャルなネットワークアナライザとして使用することができます。このフィルタチューニングのプロセスについての理論的背景については、次の文献ご参照下さい。
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図1は結果レイアウトです。題材は、マイクロストリップラインやTセクション、結合線路などのマイクロストリップRFコンポーネントで構成された一般的なヘアピン型フィルタです。
ヘアピンのスケマティックレイアウト
RFコンポーネントにはそれぞれジオメトリパラメーターを割り当て、最適化を可能にします。図2はいくつかのコンポーネントのプロパティを表示した図で、プロパティの一部は変数で設定されています。
図2:パラメータテーブルを開いた図:チューニングプロセスに備え、一部は変数を割り当てています。チューニングプロセスは、共振部の概寸から始めました。最初に、S11の位相を周波数で微分して単一ヘアピン部分の群遅延を求めます。群遅延カーブは、必要な周波数範囲の中央周波数で最大値を取る必要があり、そのピーク値は、たとえばチェビシェフ応答などによって与えられる理論的な群遅延に一致します。このメソッドには、わずかの変数を最適化すれば良いという利点があります。1つ目のヘアピンでは、片側の給電マイクロストリップの位置によって結合の帯域幅が決まります。また共振自体はU型ヘアピンの全長によって変化します。図3は、2つ目のヘアピンのチューニング実行中のスケマティックレイアウトを示しています。
図3:群遅延応答による2つ目のセクションのチューニング
3つのヘアピンセクションのチューニングが終ったら、残りの部分をミラー操作で作成してフィルター全体を形成し、シミュレーションを実行します。フィルタのパフォーマンスは万全ではないものの、最適化プロセスの初期値としては十分に良好です。図4は、最適化プロセス終了後の応答を示します。最適化した変数は全部で9変数であり、主に結合U型部の長さとギャップです。初期値が最適値と近い値であるため、変化した帯域幅とサンプルの数は僅少にとどめられています。その際、MTEEセクションが重要なポイントとなります:3本のアームの長さはライブラリ定義では0となっていますが、物理的な長さを考慮に入れるため、給電点を1つ目のセクションのアームに沿って僅かに移動させます。図5は、モデルと寸法の初期値を示します。
図5:MTEEセクションを僅かに修正した3次元レイアウトの寸法
図6:MWSモデルと初期フィルター応答
最適化したフィルタ応答とMWSシミュレーションの結果を比較しました。帯域幅は非常に良く一致しています。反射損失のバランスを改善するには、チューニングをもう少し進める必要があります。二つの結果の相違は、主にフリンジングと側壁の結合効果によるものと考えられます。
図7:帯域幅が一致した二つのフィルター応答
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電磁ブレーキの静磁界シミュレーション
図 1 は電磁ブレーキのジオメトリを示したもので、磁性鋼プレートと永久磁石、電流コイルで構成されています。コイルは永久磁石による界磁と反発する磁界を励磁します。ブレーキはコイル電流がゼロのとき働き、電流が増えると解除されます。ブレーキ力はコイル電流の関数として計算することができます。この事例では、電磁ブレーキデバイスとして2つのモデルをシミュレーションしました。一方はボルト穴を省略したモデル、もう一方は特性をそのまま残したモデルです。これら2つのモデルの計算結果をクロスチェックすることで、この問題を2次元軸対称な問題としてシミュレーションする可否が判別できます。
図 1:ブレーキモデルの全ジオメトリ
図 2 は簡略化したモデルで、360度スイープした断面を表示しています。磁性体には非線形特性を持つ磁性鋼材質を割り当て、CST EM STUDIOの非線形静磁界ソルバーでシミュレーションを行います。図2は、コイル励磁の無い、永久磁石による界磁のみを示しています。コイルによる励磁を欠いているにもかかわらず、コイルの周囲の磁路に沿った若干の磁束が見られます。反作用エネルギー球に全構造が収まっています。また、2 巻きのアンテナが収束する点 Ymax がフィードポイントとなっています。
図2:磁束密度の断面図
図3:力とコイル電流の相関
簡略化モデル(青)とフルモデル(緑)
図3は簡略化モデルとフルモデルの計算結果を比較したものです。簡略化モデルは軸対称RZモデルと等価であり、一方、フルモデルは回転方向に(例えばボルト穴のような)不連続性を含んでいます。この図から、モデルの相違によって力と電流の相関にずれが生じていることが分かります。このデバイスのモデルとして、フル3Dモデルの方がより正確であることは明らかです。EM STUDIOの完全パラメーター機能により、この種のデバイスのシミュレーションをごく容易に行うことができます。また、ビルトインのモデリングツールのほか包括的なCADインポート機能群を備えており、複雑度の高いモデルのインポートが可能です。
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非破壊検査:クラックとコイル
対象構造はオーステナイトステンレス鋼ブロックで、そこに直方体状のスロットを開け、ひびを表現します(図1)
このブロック表面上を差動プローブが移動します。プローブは円柱形状で、内部に直径44 mmの誘導ソレノイド1本と直径10 mmの受容ソレノイド2本が含まれ、受容ソレノイドはホイートストンブリッジの上に設置されています。したがって、プローブが測定する電圧信号は受容ソレノイドの磁束の差に比例します。
図 1:構造のジオメトリ
ベンチマークでは、コイルとクラックの相対位置をさまざまに変えた結果が求められているため、クラックのxy座標をパラメーター化しました。受容コイルは3Dオブジェクトとしてモデル化する必要は無く、ポストプロセスの過程で、その位置において磁束を計算します。プローブが検知する信号は微かであるため、情報落ちなどの誤差が生じる可能性があります。この誤差を避けるため、受容コイルそれぞれについてクラックの有無による磁束の差を計算し、「摂動」磁束を算出します。その磁束密度を図2〜4に示します。
図2:磁束:クラック無し
図3:磁束:クラック有り
さらに、クラック位置の違いによる2本の受容コイルの摂動磁束の差を計算しました。プレートから28 mmの距離をクラックに対し平行に移動するコイルの、実数-虚数面上の信号軌道をプロットした図5は、実測結果プロットの図6と良好な相関を示しています。
図5:信号軌道のシミュレーション結果:クラックに対し平行移動
図6:軌道の実測結果:クラックに対し平行移動
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電子銃の連続荷電粒子シミュレーション
この記事では、ピアス型電子銃を題材として電気的に大規模な電子銃の解析について説明します。電子の加速は計算領域のごく一部の領域で起こり、電子銃の90%近くはドリフト管によって占められます。電界は、粒子ソースでもあるカソード、ガイド電極、およびドリフト管を内蔵するアノードによって成立します。このシステム全体を高透磁率の円柱が包含し、大型の電流コイルによって生じた磁界は円柱に導かれることになります。
図 1:ピアス型電子銃の構成
ベンチマークでは、コイルとクラックの相対位置をさまざまに変えた結果が求められているため、クラックのxy座標をパラメーター化しました。図1は電子銃のジオメトリを示します。銃モデルは、磁界のガイド、ドリフト管、放射カソード、照準カソードをそれぞれ中空の円柱形状で形成し、ロフトや面取り、丸め機能を使用して作成しています。コイルジオメトリは、コイル断面を表すカーブを、もう1つのカーブに沿ってスイープさせ作成します。
図2:粒子ソースと三角形面
この電子銃の解析には3つのソルバーを要しました:まず、粒子を加速し集中させる電磁界を静電界ソルバーと静磁界ソルバーで計算します。静電界計算は、カソードのポテンシャルを0V、アノードのポテンシャルを90KVとして行います。磁石コイルは、起磁力1000アンペア(回数)の電流によって起磁されます。図2はカソードの凹面をカバーした粒子ソースを示します。この粒子ソースから粒子が放射された後、反復が行われます:空間荷電制限放射モデルを適用し、粒子サーフェス近傍の電磁界がゼロより大きい間は、粒子が放射され続けるようにしています。
図3:カソードの電界と磁界
図3は、カソード中央断面の電界と磁界を示したものです。
図4:荷電粒子の速度を示すトラジェクトリプロット
すべての電磁界値が利用可能です。図4は、粒子速度のトラジェクトリプロットの代表的な例です。電子銃反復計算ではこの他、磁力、電力、放射電流、などの数値が得られます。また、充実したCADインポートサポートにより、迅速なモデル作成とシミュレーションが可能です。
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非平衡の低温プラズマは、表面改質や滅菌、エッチング、薄膜析出といった、近年ますます広がりつつあるプラズマ関連プロセスの基礎をなすものです。プラズマ源は、集積回路の製造をはじめとする数多くの産業プロセスに不可欠なツールであり、圧力範囲の広い高密度プラズマに対する需要に伴って、マイクロ波プラズマ源の利用・開発も高まりをみせています。このマイクロ波プラズマ源のシミュレーション事例では、MAFIAとMW STUDIOが使用されています。またMW STUDIOでは、プラズマを分散材質として扱うことができます。これらのプラズマ源は、表面改質(耐キズ付き性、生体適合性の改善、色付着の改善など)、カーボンサーフェスのような硬質ダイアモンドの生成、有毒ガスの分解などの用途に使用されています。その実験で使用されたのと同じパラメーター設定で、周波数領域ソルバーで損失のあるプラズマを計算した結果の電界分布が右図で、左の測定結果に非常に近い結果となっています。SLANプラズマ源のインピーダンスマッチングは、カップリングアンテナと短絡プランジャーを移動させて行います。プランジャーを移動させた場合はリング状共振器のフィールドが回転することになります。この回転を時間領域ソルバでシミュレーションしました。
計算結果のフィールドは実験と一致したビヘイビアを示しています(図4、5参照)
図5:円形共振器のフィールド回転により
プラズマ源と給電システムのインピーダンスがマッチングした。
ここで固有モードソルバを使用して、SLAN I のリング状共振器内の電磁界分布の均質性の改善を図りました(図6)
この改善は、図7のプラズマ密度の測定結果に反映されています。
図7: 相対方位の電界密度分布
内側クオーツ壁から2cm位置の6cmダウンストリームをダブルLangmuirプローブにより走査
プラズマチェンバーへのマイクロ波のカップリングに対する理解が深まった。
プラズマの均質性の最適化
プラズマ源のインピーダンスマッチング
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周期的な導波管フェーズドアレイアンテナ
MW STUDIOの大きな特徴のひとつとして、数百万以上のメッシュセルにもおよぶ複雑な構造のシミュレーションの実行が可能であり、たとえばアレイアンテナの構造全体をエッジ効果を含めてシミュレーションすることができます。しかし大規模アレイの場合は、無限アレイを仮定することでシミュレーションをより速く、効率良く行うことができます。この無限アレイは、周波数領域ソルバの強力なユニットセル機能で容易に定義可能です。フェーズドアレイアンテナは二重の周期性を持ったプレーナ構造で、電子システムに広く応用されています。この記事では、可変厚さのアパーチャに誘電レドームのある、一重周期のオープンエンド導波管フェーズドアレイアンテナの事例を紹介します。アパーチャから一定の距離に吸収境界(いわゆるFloquetポート)を設定し、周期構造で発生する平面波を吸収します。モデルの側壁における平面波の伝搬は、複素周期境界条件によって維持されます。ここでのシミュレーションは特に、2つの平面波が存在する位相シフト角を目的として行いました。結果として、2つの平面波を重畳した場合、ユニットセルモデルを使用した場合と同一の電磁界分布が得られました。図1が解析に使用したモデル構造です。導波管部分を非表示にして構造内部の電磁界分布を表示しています。導波管の前面に誘電体レドームがあるのが見えます。
図 1:誘電体シートのある導波管アンテナ
導波管の外側に周期境界を設定し、無限アレイを表現しています。MW STUDIOのシミュレーションで得られる初期結果はSパラメータです。図2は、周期境界間の位相シフトに対する、固定周波数3GHzのウェイブガイドポートにおける反射係数|S11|のプロットで、左図は実測結果([1]より転載)、右図はMWSのシミュレーション結果です。両者は良好な相関を示しています。
図2:周期境界の位相シフトvs反射係数
誘電シートの厚さを変えて色別表示しています。Sパラメータには、デバイスの電磁的ふるまいに関する重要な情報が含まれています。誘電シート厚さ1/2*波長のカーブは、最大放射が得られる(|S11|が最小)箇所で45度の位相シフトを示します。
また位相シフト70 度付近には、ほとんどのエネルギーが反射される「ブラインドスポット」が見られます(|S11|=1)
150度以上ではグレーティングローブが現れ、結果の波動パターンは2つの平面波のオーバレイとなります。これらの物理効果はモニタ結果に、より鮮明に示されます。
図3:電界の振幅とパワーフローのオーバレイで示される、シフト角度の変化による電磁界分布
検証のため、2つの純粋な平面波のオーバレイから図3c)と同じ結果を合成しました。2つの波の方向と振幅のような必要な情報は、先のMWSシミュレーションから簡単に抽出することができます。次図は、2つの平面波をそれぞれ示した図です。最後の図5は、2つの波を統合した図です。ユニットセルシミュレーションと平面波の重畳は見事な一致を見せ、このアプローチの整合性が示されました。
図5:周期境界の導波管アンテナ結果(上)と2つの理想平面波のオーバレイ(下)
MW STUDIOは、任意のグリッド角度の周期的/ユニットセル構造を直感的に、容易に扱うことができる機能を備えています。励起は通常、モードパターンの周期性を適切に考慮するウェイブガイドポート励起とします。いわゆるFloquetモードの適用によりソリューション領域の高次波形を吸収し、従来のopen境界より信頼性を一層高めています。Floquetモードの適切な利用は、周期構造を正確に効率良く解析する上で不可欠となっています。
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この記事では、フィルタ設計チューニングに必要な全情報を内包するよう連続的に調律された共振器の入反射群遅延応答に基づいた、結合共振器のチューニングを実施しています。通過帯域外の拒絶損失を大きくするため、有限周波数ポールのペアで単一伝送をゼロとしています。このバンドパスフィルタモデル全体に対するフィルタ応答の最適化とチューニングには、MW STUDIOのMOR周波数領域ソルバを使用しました。チューニングにおいてはモデルをいくつかのセクションに分け、後でDESIGN STUDIOを使用してフィルタ応答を統合することでプロセスの高速化を図っています。伝送ゼロのペアを導入して四極子セクションを実現するためにU字タイプが選択されました。ジオメトリはごくシンプルであるものの、キャビティの境界となるアイリスの無い開いた導波環境にポストがあるため、チューニングは非常に難しくなっています。一方、ポストのチューニングについては、導波路の壁との間隔を変えることでキャパシタンスを調整しました。単純なチェビシェフ型応答へのチューニングはまず、連続チューニングを行った共振器の群遅延応答の最適化によるクロス結合から始めます。このプロセスについては[1]と[2]に詳しく述べられています。手順はMW STUDIOのポストプロセステンプレートで自動化することができます。最適化のための複合ゴールの設定も可能です。
この方法の利点は、チューニングの各ステージで変化させるパラメータの数を制限できることです(ここでは結合バンド幅と共振周波数の2パラメータ)
ジオメトリが対称形であることから、チューニングするのは3つの共振器のみで済みます。残りの未知のパラメータは共振器3と4の間の結合バンド幅のみです。
フィルタそれ自体とチューンを表すパラメータは全部で7つです:入力結合ディスクから1つ目の共振器までの距離、2つ目と3つ目の共振器の間隔、3つ目と4つ目の共振器の間隔、共振器の長さ
群遅延応答は補間が非常に難しいことから、これとは別の、次のような方法を採用しました。2つの共振器の上部に1つずつ合計2つのディスクリートポートを定義し、伝送パラメータの隣り合ったピークから結合距離を割り出しました。ジオメトリは最終的に図1のようになりました。なお、長さを最小限にすることにより容量性のクロス結合を無効化しています。最適化は、フィルター全体に対して行うのではなく、モデルをいくつかのサブセクションに分割して行いました。
交差部分には、充分なモード数を考慮するようにしたウェイブ
ガイドポートを設定しました。モデルのメッシュセル数はモデル全体のメッシュセル数よりも少なく、計算時間が非常に短いため、メッシュ密度を高めて精度を上げました。図3はその手順を示したものです。4つのサブモデルだけでフィルター全体を表すことができます。
図3:サブモデル定義:サブモデル間の共通インタフェースにウェイブガイドポートを設定(上図には表示せず)
サブモデルのローカルパラメータはDESIGN STUDIOのグローバルパラメータに割り当て、アクセスすることができ、これを使用した最適化が可能となります。DESIGN STUDIOでは補間スキームを用いることにより、最適化のステップごとの再計算でSパラメータの計算回数が膨大な数にのぼるのを防ぎます。
図4:MWSサブモデルとモード接続
次のステップとして、容量性クロス結合スタブの長さを伸長することで結合バンド幅を増加させ、[3]や[4]に記載されているような4つ組タイプのふるまいを表出させます。
図6:スタブの伸長により、結合バンド幅を増加
図7:遮断帯域の上部に伝送ゼロ点が残っており、結合が弱いことが分かります。最後に、再度クロス結合を増加させ、伝送ゼロ点が通過帯域の上下に対称配置されるようにしました。次の2つの図はそのジオメトリとSパラメータを示したものです。
図8: クロス結合スタブの再伸長
対角上に結合を追加配置することで遮断はさらに対称形に近づく。
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RF認証システム(RFID)は、認証、発券、アクセスコントロール、サプライマネジメントなどの分野で広く認知され使用されている先端技術です。3D ジオメトリモデルを再構築した後、MW STUDIO の周波数領域ソルバを使用して、入力インピーダンスを一定の周波数帯に対し正確に計算しました。さらに次の段階として、このインピーダンスのデータを基に、集中素子からなるシンプルな等価回路を作成しています。外形寸法は公開されており、インターネットでも入手できます。そこに適宜引き出し操作を施して金属の厚みを形成し、さらに基板(比誘電率 = 3) を付加して 3D モデルを作成しました。図 2 はそのモデルを示したものです。周波数領域ソルバーを適用し、1 次結果として S パラメーターを算出しました。図3 はそれをスミスチャート表示したものです。
メッシュは約 30 万メッシュセル(六面体)で、計算時間は周波数点あたり 20 分でした(2
合計5つの周波数点を計算することで、10 〜 15 MHz の周波数範囲にわたる広帯域結果を正確に算出することができます。
反射係数をインピーダンスカーブに変換したものが図 4 です:インピーダンスの実部はほぼ 13
56 MHz の共振周波数で最大となり、同点でリアクタンスはゼロ交差します。このインピーダンスカーブのビヘイビアが、小さな減衰を含む LC 並列共振回路に非常によく似ていることから、反射係数 S11 のカーブフィット最適化により見出した集中素子 RLC の値とシンプルな RLC 並列共振回路を等価回路として使用します。3D モデルと等価回路モデルの両方についてインピーダンスカーブを 図4 に表示しています。両者は狭帯域でよく一致している。MW STUDIO では、積分パラメータばかりでなく計算領域の近傍界の計算も可能です。ここでは電流分布と磁界放射を観察、定量化しました。
図5:コイルの表面電流分布および垂直切断面上の磁界 13
RFID のアプリケーション事例により、低周波帯でのアンテナ構造について MW STUDIO のシミュレーション能力を示しました。デバイス特性を手間のかかるプロトタイピングに依ることなく得ることができます。
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RF認証システム(RFID)は、認証、発券、アクセスコントロール、サプライマネジメントなどの分野で広く使用され、先端ソリューションを提供している技術です。リーダコイルはMW STUDIO内でモデル化し、周波数領域ソルバでシミュレーションを行いました。基板材質の損失に対する耐性に関する入力インピーダンスの感度を計算し、各々測定データと比較しています。ピンプローブ部分もモデル化しています。
インポートした2D-DXFレイアウトCADモデルに対し35μの高さに引き出し操作を行って金属の厚さを作出し、さらに1
6mm厚さの基板を付け加えて作成した3Dモデルが図1右です。このループアンテナについて、回路素子を接続しない場合の、すなわちたとえばチューニングキャパシタンスで共振を調節しない場合のコイルの複素入力インピーダンスを求めました。アンテナのインダクタンスはコイルのジオメトリ、キャパシタンスはFR4基板の誘電プロパティによって規定されます。資料[4]は、ドリフト共鳴で作出した公差の影響に関する研究資料です。下の図2は[4]の既報の測定データで、複素誘電定数の実部と虚部の、周波数に対する相関を表しています。青色のドットは測定点を、赤色のカーブは回帰曲線を表す。誘電定数と誘電損失は、複素インピーダンスの振幅と位相に顕著な影響を与えます。測定データをフィットさせるために、複素材質に対し二次Debyeカーブを適用しました。図3は、サンプルポイントとフィットさせるカーブを示しています。このモデルについて、まず四面体メッシュの周波数領域ソルバー(FD)でシミュレーションを行い、その後ダミー要素を付加してワイヤトレース付近のメッシュ密度を高めるとともに、メッシュ制約事項を追加しました。これにより、モデルに含まれる二次四面体の数は約156,000になりました。計算結果をさらに検証するため、同じジオメトリに対し、六面体メッシュとサブグリッドオプションを適用した時間領域ソルバ(TD)で反射パラメータS11を求めました。四面体メッシュと六面体メッシュをそれぞれ図4と図5に示します。
図3: Debye二次モデルを使用した周波数依存性誘電率の表現
四面体メッシュの詳細(左)とサーフェスメッシュ(右)
サーフェスメッシュは4トレースの断面を表示
図5:時間領域ソルバの六面体メッシュの詳細
サブグリッドにより、導体周辺のメッシュがリファインされている。
基板の厚さと誘電率の感度を調べるため、四面体メッシュFDソルバで、厚さを1
15の範囲で変移させるパラメータスイープ計算を行いました。図6に示す通り、パラメータの変移で共振ピークは大きく振れることが分かります。また時間領域と周波数領域の結果比較のため、図6(右)のプロットには名目上のeps'と厚さのカーブも表示しています。ソルバの違いによる差は、FR4の差によるシフトに比べはるかに小さくなっています。
図6:入力インピーダンスの実部
軸マーカは13
周波数ドリフト部分の拡大(右)
アドミタンスのプロットが図7(左)です。
図7:コンダクタンス(左)と入力インピーダンスの虚部(右)
13mmの二つの公差を組み合わた場合に、シミュレーション結果と測定結果が最も良く一致することが分かります。
図8:インピーダンスZ11の測定値
図9:Y11の実部のアドミタンスカーブ
図10:電気感受率(サセプタンス)jBとコンダクタンスGから導き出したQ値
コンダクタンス(G)とサセプタンス(jB)のカーブから、アンテナのQ値を計算することができます。MW STUDIOのポストプロセステンプレートを利用して、周波数に対するサセプタンスのプロットを得ることができます。図10は、Q値の計算式とプロットです。電流分布と磁界放射のプロットは、モデルの電磁的ふるまいに対する理解を深めるのに役立ち、またモデルの定量化を支援します。
図11:コイルの表面電流分布と、磁界強度の垂直断面
RFIDを四面体周波数領域ソルバで計算した例です。基板の公差に関するパラメータスタディを行い、チューニングしていないRFIDコイルの入力インピーダンスの感度を示しました。
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MWEE誌のベンチマークで初めて「アンテナ問題」が取り上げられた、その課題は均衡のとれた「ビバルディアンテナ」でした。その複雑な形状と大きさは、充分に挑戦し甲斐のあるものでした。このCADベンチマークは2000年10月発行のMWEE誌で発表され、参加した6社の結果と計測結果が翌年2 月まで連載されました。各ソフトウェア会社の解析結果と計測結果の比較では、著しい違いが見られました。MWEE誌にはこの大きな不一致の理由についての言及はありません。
性能と正確さ
一見して、少なくとも周波数範囲0〜5GHzでは、どの曲線もほぼ同じように見えます。しかし注意深く見てみると、明らかな違いがあります。この違いの重要性は、MW STUDIOの自動メッシュ適応機能を使用して行った下記の収束スタディで示されます。図 2 からは、10,000メッシュノードという粗いメッシュ(Pass1)では最終結果に大きな違いが見られるものの、5 回目の適応化(53,000メッシュノード、計算時間12分)以降では差異はほとんど見られず強い収束が見られます。これにより、MW STUDIO の手法では必ず収束に向かうこと、したがって信頼のおける結果が出されることが数学的に証明されました。周波数帯の一部を拡大表示したのが図 3 です。3 GHz 付近の共振ピークは適応化を重ねることで著しく小さくなり、共振周波数は、非常に高い精度が得られる330,000メッシュノード使用(Pass9)にいたるまで変化し続けます。ベンチマーク参加社が提出している結果を再編すると、費やされた時間と方法の違いが明らかになります。それぞれの共振ピークの偏差はこの周波数範囲で最高12dB/150MHzになります。この大きな差異を見れば、収束に関するスタディを重ねる重要性は明らかです。とはいえ適応化を 9 回も実行したのは収束の過程を明らかにするためであり、実際にはここまで回数を重ねなくても充分確実な結果が出ます。WEE誌はオプショナルテストとして10〜20 GHz の計算という課題も出しましたが、残念ながらその計測結果も、参加社の解析結果の比較も発表されていません。解析アルゴリズムによる能力の大きな差が最も明らかになるのは、まさにこの周波数範囲です。この範囲では波長が対象物の物理サイズの範囲であることから、メッシュノードの数が増加するためです。参加社が個別に提供しているデータを比較すると、計算時間と必要メモリ量に関して時間領域がきわめて優れていることが明らかになります。がやはり、高精度の結果を出すには、より微細な離散化/細かいメッシュが必要、つまり計算時間はより長くかかる(64分以内)と判断しています。
解析結果と計測結果の不一致
これまで示してきた全解析結果に共通した傾向と比べ差異が非常に大きく、構造に関する情報が完全に一致しているのか疑われるほどです。掲載されている解析結果がすべてこのように間違いだらけということは考えにくいことです。しかし、発表された解析結果はあくまでも3次元電磁界解析の技術の現状を示すものであり、解析の正確さや測定結果との一致については、何千ものユーザにより何年も使われることでしか立証されません。このようなくい違いが生じる原因としては、現実のアンテナモデルの中のSMAランチャーの存在が考えられます。
モデルの入力時間
CAE において、正確さやスピードと並んで重要なのはユーザにとっての使いやすさです。設計・解析にかかる時間の大部分がデータ入力に費やす時間だった、という笑えない話があります。各社が提出した入力時間は 10分から120分と、非常に幅がありました。他のどの電磁界シミュレータよりも MW STUDIO のインタフェースは使いやすい、とはユーザの多くが認めるところです。(しかしながら、(皮肉なことに)CST社が提出した120分という時間が最長の入力時間でした。例えば 15 分で構造をどれほどリアルに入力できるかは、技術的描画、形状入力、境界条件の設定、モデルのパラメータ化等々について、ユーザがどれほど経験を積んでいるかによるところが大きい。ですからこのベンチマークでは、現実的な入力時間を示してこそ読者にとって有用であると判断し 120 分以下と申し上げたわけですが、このことはとりもなおさず、習熟したユーザが MW STUDIO 並みの使いやすい CAD インタフェースを使用した場合は、相当な時間短縮が可能であることを示唆しています。
モデルの構造
この構造は完全にパラメータ化されており、金属レイヤの実際の厚さ(17μm)も考慮しています。
S パラメータと入力インピーダンス
このプロットは、正規化をしていない 41
この遠方界プロットでは座標系の方向を、z軸がメインローブと平行になるように変換しています。10 GHzにおける近傍電界の等高プロットです。10 GHzにおけるアンテナ上の電流分布のベクトルプロットです。このすばやい計算の結果は、より細かいメッシュを使った 0〜20 GHz の周波数帯に対する解析結果ときれいに一致します。2 台のPCを使用するとさらに時間を節約することができます。1を使って行われました。この3Dソルバは、メッシュセルを部分的に埋めることのできる PBA 法と FIT の組み合わせに基づいています。
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デジタル回路の高速化が進み大電力が関係するようになったのを受け、パワープレーン中のマルチレイヤ PCB(プリント回路基板)におけるダイレクトカップリングが、シグナルインテグリティ(SI)と電磁干渉(EMI)の主要な関心事となりました。MW STUDIOはパワープレーン間が近接していることに起因する伝搬中のノイズ、いわゆる同時スイッチングノイズ(X-SSN)の解析に実績があります。
図 1:SMAコネクタの付いたテストボード
SMA コネクタモデルには接続ピンも付けられています。
測定結果とシミュレーション結果の比較
2つの連続したパワープレーン間のカップリングを削減するため、元のスタックアップのプレーン間にグラウンドプレーンを挿入し、そのモデルについてシミュレーションを行いました。
図4:|S21| 元のスタックアップとグラウンドプレーンの挿入モデルの比較>
MW STUDIO を使用することで、PCB の変更にもセットアップを再構築する必要無く簡単にプロトタイピングが可能となります。また、時間やコストがかかる測定よりも効率的であり、開発者にとってシグナルインテグリティの正確な予測や解析のための有力なツールとなります。
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高性能リフレクターフィードアレイの解析
アレイアンテナのエレメント同士の間隔は、動作周波数域の最高点においてグレーティングローブを抑制する必要から割り出され、一般にはその周波数の 0
6 波長程度とされます。そうなると、広帯域アレイアンテナにおいては、エレメントの間隔が帯域の低いところでは 1/4 波長ほどにもあたることになり、エレメント間に強力な電磁気的カップリングが発生することが示唆されます。このカップリングはエレメントマッチと放射パターンに著しい影響を及ぼしますから、アレイアンテナの最適化設計に当たっては正確なモデリングが求められます。大きなフェーズドアレイアンテナでは、大方のアレイエレメントに「無限アレイ」近似を適用することができ、また、アレイの周囲にパッシブな「ガード」エレメントを適用することで、エッジ効果はある程度まで削減可能です。しかし、パラボラリフレクターアンテナのFPAフィードのような中規模のアンテナにおいては、どちらの方法もさほど効果が上がりません。対称条件を適用すれば問題を小さくすることはできますが、それでもアレイ全体の 1/4 や 1/6 についての電磁界の完全解析が必要となります。数百単位の双極性エレメントからなる FPA (focal-plane array)は次世代の電波望遠鏡と目されていますが、まず、もっと少ない単位のエレメントのアレイを考えることにします。これに用いたアプローチを、実際の広帯域電波望遠鏡 FPA の設計にも適用するのが最終的な目標です。41 でフィードするものです。アレイの励起は、物理光学で計算される、焦点フィールドの位相共役とサンプリングとから得られます。エレメント単体:まず初めにアレイの単体を作成し、プローブフィードの位置の最適化を行います。エレメントのジオメトリをすべてパラメータ化することにより、最適化と周波数のスケーリングが可能となります。エレメント単体は、図 2 に示すように、マルチピンウェイブガイドポートを使って励起します。このポートは任意の differential あるいは common ポテンシャルセットの定義が可能で、また、同軸フィードの固有モード励起を設定することができます。
図2:エレメント単体のフィードの設定
図3は、MW STUDIO の時間領域ソルバで計算した、エレメント単体のフィード位置による反射ロスの違いを示したものです。このパラメータスタディにより、ダイポールエレメントの角とプローブの間隔を 6 mm とすることにしました。
図3:エレメント単体の反射ロスとフィード位置の関係
エレメント 19 個のアレイ:19 個の双極性ダイポールエレメントからなるアレイ全体です。このシミュレーションでは、物理光学的なアプローチを用いて、各エレメントの振幅と位相を計算します。アレイの遠方界パターンは、MW STUDIO が全 38 ポートを、ユーザが定義した振幅と位相で同時励起することで求められました。7 GHzにおける遠方界パターンを適正に確定するのに要した計算は 2 回のみです。他に、各ポートについて別個に計算を行うこともできます。この場合、ポストプロセスの過程で、任意のポート振幅と位相の選択、組み合わせができます。MW STUDIO に内蔵されたネットワーク機能を用いて、多数のポートが存在する構造の計算時間の節減を図ることも可能です。ネットワークコンピューティングを選択すると、シミュレーションのタスクはコンピュータネットワーク内で分散され、複数のコンピュータにポートの計算を 1 つずつ割り振ることができます。全アレイはおよそ500万メッシュノードに離散化されました。ソルバプロセスでのメモリ使用量のピークは概算で 775 MB でした。これにはプログラム自体のメモリオーバヘッドとともに、定義した遠方界モニタも含まれます。
図4:19個の双極性ダイポールエレメントのアレイ
7 GHz におけるアレイの遠方界パターン、あらかじめ計算された励起パターンを使って示したものです。励起パターンを物理光学的プログラムの入力として連続的に用いることで、アレイ全体の遠方界パターンが計算されます。この計算結果は図 7 に示すとおりです。この記事により、MW STUDIOがFPAのように電気的に大きな構造の解析にも非常に適していることが示されました。この事例では、エレメント数は19にとどめられた結果、シミュレーションでのメモリ使用量は1GB未満でした。MW STUDIOの時間領域ソルバの大きな利点のひとつに、リソースの必要量はメッシュノードの数とは比例関係にあり、すなわち問題のサイズとリソースの必要量が比例関係にあることがあります。このことにより、100を超えるエレメントからなるアレイ全体をも、MW STUDIOで計算可能であると言うことができます。
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これらのワークショップとベンチマークの目的は、端的に言って「電磁界問題を数値解析、およびそれに関連するコンピュータコードで解くことの効率性を示し、予測の信頼性を確認すること
ワークショップでは、それに加えて参加者の相互協力を勧め、意見交換を喚起すること」にありました[1]この記事ではTEAM7ベンチマークを取り上げ、EM STUDIOの低周波渦電流ソルバで計算を行います。プレートは、直方体から別の直方体を型抜きして作成しています。コイルは、矩形カーブで定義した断面をパスカーブに沿ってスイープさせ作成した形状に対し、丸め操作を施して作成したものです。
図 1:TEAM7モデルのジオメトリ:孔の開いたプレートとコイル
駆動電流は位相0度で最大値を取ります。プレートのBフィールドの法線成分を、プレートとコイルの間に定義した測定ライン上で記録します。
図2:体プレートとコイルの四面体メッシュ
図2は導体プレートとコイルのメッシュ表示を示します。図3と4は、それぞれwt=0とwt=90における渦電流分布のベクトルプロットを示します。
図5:定義カーブに沿った磁束密度(T)の振幅
以上、渦電流問題をEM STUDIOで効率良く計算できることを示しました。TEAMベンチマークの構造をEM STUDIO内蔵のモデラーで簡単に作成し、最新のソルバアルゴリズムで高速に解くことができます。優れたソルバパフォーマンスは、モデルのパラメータスタディや膨大な未知数の問題の迅速な計算を可能にします。
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フェライトをロードしたウェイブガイドアンテナ | AET
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フェライトをロードしたウェイブガイドアンテナ
フェライト材質は静磁場を印加されると異方性と分散性を示す特徴を持っています。さらに詳しくは、静磁場 H に対して垂直方向に高周波磁場を印加すると、フェライトの磁気ダイポールは静磁場の軸の回りを回転します。この性質からフェライトは「ジャイロ性」材質と呼ばれ、静磁場によるチューニングが可能な材質として扱われます。フェライトのこのふるまいは非可逆的で、サーキュレータや一方向性の伝送デバイスなどのマイクロ波コンポーネントに利用されます。分散性および非等方性は「Ponder テンソル」 [1] と呼ばれる比透磁率テンソルで表わすことができます。
シミュレーションの対象構造は図 1 のフェライトをロードしたウェイブガイドアンテナです(韓国 KAIST のご好意と許諾による)
このケースではフェライト材質を、アンテナをビームスキャン可能なスロットアンテナとするための、チューニング可能な媒質として使用しています。
図 1:フェライトをロードしたウェイブガイドアンテナ
以下では、この問題に対するアプローチとして 3 つの方法を試みています。
まず、アンテナを図2に示したような構造としてモデル化して
最後に、結果を測定結果と比較します。測定は図 4 の組み立てモデルに対して行いました。2D モデルに対する検証は下記の前提で行いました。詳細は[2] に記載されています。y 方向の電磁界には変化が無い。
電界は y 成分のみ
フェライトは y 方向に磁化される。軸方向は図 1 上の軸方向に従います。
図4:実際に組み立てた構造
実際に組み立てた構造に対する測定の結果とシミュレーション結果とを比較したのが図5です。両者の反射係数はよく一致しています。シミュレーションの結果は解析によって得られた解とも良好な一致を見せており、それは図 6 の放射強度グラフの比較で明らかです。
また、解析による解と測定結果の比較検証も行われています(図 7 の放射パターン)
図5:測定結果とシミュレーション結果の比較
図6:解析とシミュレーション結果の比較
図7:解析と測定結果の比較
フェライトをロードしたアンテナを MW STUDIO で容易にシミュレーションすることができました。結果は実測と良好な一致を見ました。前提のもとに解析も行い、その結果もよく一致しています。
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円偏波パッチアンテナの設計
マイクロプロセッサやデジタルシグナルプロセッサで制御される RF トランスミッタとレシーバがリーダです。リーダは付属のアンテナでタグからの情報を捕らえ、コンピュータに渡します。図 1 はアンテナ構造の概要とパラメータです。アンテナの動作と性能はパラメータによって定義されます。
アンテナの大きさは動作周波数によって決まり、この場合W ≈ L = 0
打ち欠き部は t / W 、またグラウンドプレーンの垂直方向の高さと軸比も決まります。グラウンドプレーンの大きさは利得を、またグランドプレーンとパッチの間の距離はバンド幅を左右し、その一方、フィードギャップの大きさはインピーダンス整合に影響します。ジオメトリは MW STUDIO で作成し、シミュレーションを通じてパラメータの最適化を行いました。図 2 はパッチアンテナの MW STUDIO モデル、最終的なパラメータ、および実際に製造されたアンテナです。
図2:MW STUDIO 上のパッチアンテナのジオメトリと組み立てられたアンテナ
シミュレーションと合わせて測定も実施し、両方の結果を比較しました。図 3 はその反射係数と利得のプロットです。測定結果とシミュレーション結果はよく一致しています。パッチアンテナは、パッチとグラウンドの間に誘電材質を置くことでさらに小型化が図られました。シミュレーションを行い、その結果に基づいて組み立てられたアンテナとそのパラメータを図 4 に示します。
図4:誘電材質をロードし小型化された RFID パッチアンテナ
この小型化されたアンテナについても測定結果との比較を行いました。その比較結果が図5で、パッチとグラウンドの間の誘電体によって周波数900 MHz の共振が明確になった様子が分かります。
図5:誘電体をロードしたアンテナのシミュレーションと測定結果
最後に、2 エレメント SFADP アレイの設計によって利得の増加を図りました。まず最大利得を得るためにエレメント間の間隔について MW STUDIO で最適化シミュレーションを行い、続いて給電ネットワークと分配回路の設計を行いました。
図6:給電ネットワークと分配回路
アンテナアレイを製造し、これについても測定を行いました。測定とシミュレーションの比較を図 7 と 8 に示します。
図7:アンテナの性能
図8:アンテナの性能:軸比
それぞれのアンテナの測定結果はシミュレーション結果とよく一致しました。
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コプレーナウェイブガイドの左手系波動伝搬
左手系材質は自然界には存在しないため、媒体は人工的に作出する必要があります。実際には、波長より小さな外形の、ごく微小な構造の材質を作成することで、有意な誘電率と透磁率を持つ連続媒体が得られます。詳細は [1] を参照してください。多様な概念の解説とともに、特定の周波数帯で測定を行うセットアップの説明も記載されています。ここでは MW STUDIO で測定のセットアップのモデリングとシミュレーションを行いました。下図がそのモデルです。方形ウェイブガイドの金属製のスクリーンに円形のアパーチャを開け、その内部に単体の SRR を設置したものです。
図 1:SRR の磁気分極性のシミュレーションモデル
シミュレーションモデルにはエッジを対にした SRR を使用しています。図 2 は典型的なシミュレーション結果を示したもので、S 21 が SRR の共振点でピークを見せています。
図2:S パラメータ応答の典型例
左手系構造の設置例 [2] が 図 3 です:構造は普通のコプレーナウェイブガイド(CPW)を元にしています。SRR は基板の裏側に対称形に並んでいます。グラウンドされた CPW の側線と信号線が、SRR の中心部で細いワイヤで接続されています。[2] に説明されている集中素子回路モデルの分散は、リングの共振周波数以上で狭帯域の通過域を示します。伝搬定数βは周波数とともに減少するため、位相と群速度は平行にはなりません。したがって負の伝搬が発生し、構造は狭帯域の左手系材質(LHM)のようなビヘイビアを見せることになります。図 4 は S パラメータの応答を示したものです。図 5 と 6 は、パスバンドの中心とパスバンド外における磁界の様子を各々示したものです。
図5:パスバンドの中心における磁界伝搬
ポート励起は画像の左側で伝搬波を発生させています。
SRR の近傍で負の伝搬が起こっている点に注意
図6:パスバンドより高い周波数における磁界の垂直断面
SRR の電流密度は図 7 で見ることができます。位相伝搬が右から左へと移って行く様子がよく分かります。接続ワイヤが取り除かれると、透磁率は負ではなくなり、パスバンドのビヘイビアはストップバンドへと変化します。
図9:接続ワイヤ無しのモデルの S パラメータ(シミュレーション結果)
SRR と連結され、信号とグラウンドを結ぶワイヤによって周期的にロードされる CPW の左手系伝搬波が、インダクタに似たふるまいを見せることが示されました。負の誘電率と透磁率が共存するのはリングの共振周波数近傍でのみであることから、信号伝搬は狭帯域に限られます。
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CST EM STUDIO の熱ソルバーでデュアルモードフィルターの温度分布を解析した事例です。熱解析に先立ち、MW STUDIO で損失のある金属内部の電流密度分布を計算し、これを熱源として扱っています。シミュレーション対象のデュアルモードフィルタは 2 つのキャビティからなり、キャビティはカップリングスロットの設けられた薄い壁で隔てられています。チューニングスタブにより 2 つの直交モードの調整が、また 45 度傾斜のスタブによりカップリングバンド幅のチューニングが可能であり、スタブはキャビティの外側でラジエータを搭載されています。金属壁は有限の厚さを持ち、その導電率が有限値であることから表面電流が生じます。
図 1:フィルタのモデル
熱解析に先立って、フィルタのバンドパスを適切に調整する必要があります。この調整はチューニングスタブの長さを変えることで行います:群遅延応答メソッドを使用し、スタブごとに個別に調整します。図 2 は調整結果の相対バンド幅 1% のSパラメータを示したものです。
反射係数の下部(中心周波数から 約0
5% 乖離)に電流密度モニタを定義しました。
図2:調整したバンドパスフィルタの S パラメータ
電流分布は周波数によって大きく異なるため、電流密度モニタの周波数の選択には注意が必要です。
パスバンドの低い側では、中心周波数から 99
5% 乖離した周波数に電流密度モニタを設定します。この周波数における電流密度分布を図 3 に示します。
なお電流密度の振幅は、ピーク電力 1W および/または 0
実際に伝送される RF 電力が 5 kW であることから、係数 1e4 を乗じることで適正な熱源の振幅が得られます。次に、モデルの熱プロパティの定義が必要になります。熱源には高周波シミュレーションの結果を利用します。筐体(真鍮)、放熱エレメント(銅)、チューニングスタブ(アルミニウム)にはそれぞれの熱伝導率を割り当てます。この事例では、スロットのある壁はインバー合金とみなし、熱伝導率を 13 W/(Km) と銅の30 分の 1 という低い値にしています。EM STUDIO では熱導電体材質に熱表面プロパティを割り当てることができます。筐体の外壁では伝熱係数を5 W/(mˆ2K) とすることで伝達を考慮します。このフィルタ事例では、内部の隔壁の熱伝導率が低いため、大部分の熱は空気対流によって運ばれることになります。カップリングスロット近傍の空気は熱せられ、次第に上昇して対流渦を形成します。この対流効果を、隔壁にもう1つの伝熱係数 15 W/(mˆ2K)を割り当てることによって近似的に考慮します。モデル全体は熱伝導率の低い空気にエンベッドし、また熱境界については底面に 273 K の定温を、上面には不定温を、さらに 4 つの垂直面には断熱(熱の横断無し)を割り当てています。図4、5、6は熱の等高プロットです。カップリングスロットに温点があります。
図5:垂直断面で見た熱分布
図 7 と 8 は、ユーザ定義断面における等高プロットとアロープロットを示したものです。
図7:垂直断面で見た熱分布
対流のメカニズムはメディアの伝達に関係しています。これらの効果を適切に考慮するには流体力学(CFD)の数値的プログラムが必要です。上述したように、隔壁で生じた熱が要因となり空気は対流渦となって回り始めます。図 9 はデュアルモードフィルタ内の空気速度分布を示しています[1]
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デュアルリッジホーンアンテナは、広帯域利得の測定基準として広く使用されているアンテナです。図1は、SATIMO の設計によるデュアルリッジホーンアンテナです。ホーンはコネクタ化されており、末広がりのリッジと側面のバーは、利得と周波数カーブがハーモナイズするように設計されています。低周波帯ではバーは閉じた表面のように見え、照準利得が増大します。一方、高周波帯ではバーは電気的に透明となり、実効利得は減少します。
注意深く設計されたデュアルリッジホーンアンテナは、1〜1
アンテナは MW STUDIO でモデル作成とシミュレーションを行いました。シミュレーションではアンテナの E プレーンに磁気対称条件を設定し、メッシュを 1/10 波長間隔とやや粗くしています。コネクタの誘電体は無視し、シンプルな構造で近似してあります。その様子が 図2 です。
広帯域ホーンアンテナ測定の様子
アンテナの基準ポートにおける反射ロスの振幅と位相について、各々シミュレーション結果と測定結果を同じグラフ上にプロットしたものが図3です。シミュレーション結果と測定結果とはよく一致しています。照準指向性のシミュレーション結果と測定結果が図 4 です。2 つのカーブに大変良好な相関関係があるのが分かります。カーブ間の差異は、測定機器の測定精度誤差の範囲内にとどまっています。6 GHz における放射パターンについて、シミュレーション結果と測定結果を比較したもので、左が電界面、右が磁界面です。2 つのカーブは非常に接近しています。ここにプロットされている結果は MW STUDIO の強力な機能のひとつ、広帯域フィールドモニタを通じて得られたもので、離散した周波数について個々にシミュレーションを行うのと異なり、遠方界利得を 1 回のシミュレーションで抽出します。広帯域遠方界モニタマクロを使用することにより、100 もの多数のモニタ定義も容易にできます。アンテナの背面放射は、テストしているアンテナ本体と固定装置とのカップリングに影響され、正確な測定の難しいものです。アンテナのバックローブに関して、シミュレーションによって予想された結果と実際の測定結果がよく一致したことで(図5)、この測定困難な領域での測定の正確さを裏付ける結果となっています。シミュレーション結果と測定結果が相応の相対関係を見たことにより、MW STUDIO の数値的モデルの有効性が確認されました。広帯域利得データの高分解能抽出は、遠方界モニタの多数定義と時間領域ソルバによって引き出されたものです。これは、他の非時間領域メソッドでは広帯域利得を抽出するために周波数の一つ一つについて夥しい回数のシミュレーションを繰り返さなくてはならないのに比べ、際立ったパフォーマンス上の利点といえます。
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ハイブリッドミキサとマッチング回路のCo-Sim
アクティブなコンポーネントとシステムレベルのシミュレーションとの統合は、STUDIO SUTIE の特筆すべき特徴です。この記事では、トポロジに180oのハイブリッド接合が用いられたミキサを取り上げます。MW STUDIO によるシミュレーションでは測定結果と比べ遜色の無い結果が出ています。また DESIGN STUDIO でのマッチング回路の最適化によって、全体的なパフォーマンスの向上が図られています。ポストプロセスで、DESIGN STUDIO を使用してダイオードを付加しシミュレーションを行い、Sパラメータ、時間領域波形、周波数領域スペクトラムを得ます。図 2 は 180oハイブリッド接合の S パラメータのシミュレーション結果です。MW STUDIO のアニメーションのファイルへの出力は、マクロを使用して、ごく平易に行えます。
のスケマティックビュー
パッケージ寄生のコンポーネントのダイオードとミキシングのダイオードは、図4 に示すように DESIGN STUDIO上で表現されています。前述の結果を図 5〜8 に表示します。図5 と 6 で、シミュレーション結果は測定結果と良好な相関関係を示しています。
図7:IFポートの時間領域電圧波形
図 7 の時間領域電圧波形から、デバイスが適正に動作していることが確認できます。IF 周波数は RF および LO に比較して非常に低く設定され、時間領域波形での識別を容易にしています。8GHz で、LO 周波数がマッチングしていなくてはなりません。図 8 では、適正な動作条件を、IF ポートにおけるスペクトラム成分とともに示しています。図 8 に示す通り、RF および LO 入力の高周波成分にあたる周波数で、出力のスペクトラムが確認されます。図 9 に示すように、3 つのポート各々にインピーダンスマッチング回路接続することで、全体のパフォーマンスの向上を図ることができます。マッチングエレメントの数値については、図5 と 6 のSパラメータから妥当な初期値を設定できそうですが、ただし 3 つのポートを同時に、しかも異なった周波数でマッチングさせる必要があります。このようなタスクは困難で時間がかかるものとなりがちです。ここでは DESIGN STUDIO に内蔵されたオプティマイザの使用により、最適なソリューションが生成されています。最適化された数値を図 9 に、最適化された S パラメータを図10 に示します。最適化が良好に働いたことが、図10 から良く分かります。すべてのポートにおいて 60dB を超えるリターンロスとなりました。IF ポートのスペクトラムを再シミュレーションした結果プロットが図11 です。図11 から、ミキサのパフォーマンスはマッチング回路によって劇的に改善したことが分かります。出力スペクトラムは IF および RF/LO によって占められ、ハーモニクスは抑制されています。シミュレーション結果と測定結果とは良好な相関関係をみました。入出力ポートのインピーダンスマッチング回路の最適化により同時ソリューションが得られ、ミキサのパフォーマンス改善を図ることができました。
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電気機器の電磁波耐性や電磁妨害に関する規制から、シールディング筐体の設計に要する考慮も増大しています。電信デバイス用金属製ラックのシールディング効果の予測は、常に設計プロセス上の重要点となります。この記事は、金属製ラックの内部に置いたソースから放射された電界の評価を目的としたものです。図1は評価対象の金属製ラックを開いたところです。図2は半無響室内部の測定に使用したロードしたモノポールアンテナの実写と、同じものを電磁的にモデル化したものを示しています。65 GHz であり、これは図 3 のシミュレーション結果によって確認された通りです。測定による結果を図 4 に示します。ここでは、開いた金属製ラックから距離 3 mにおける電界の水平および垂直成分( Ex と Ey )について、測定結果を数値的シミュレーションの計算結果と比較しています。両者は非常によく一致しています。数値的モデリングでは、構造のプロトタイプテストの前にモデル解析を行い、その一般的なビヘイビアを観察することができますが、ここではこの結果と測定結果が有意な一致をみたことから、EMC やシールディング問題に対する数値的なモデリングの有効性が明らかになりました。
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永久磁石直流モータのシミュレーション
両者は非常によく一致しています。数値的モデリングでは、構造のプロトタイプテストの前にモデル解析を行い、その一般的なビヘイビアを観察することができますが、ここではこの結果と測定結果が有意な一致をみたことから、EMC やシールディング問題に対する数値的なモデリングの有効性が明らかになりました。
図 1:永久磁石直流モータの構成要素
中空状の固定子鉄は基本形状の円柱でモデリングし、非線形鉄の材質特性を適用しました。永久磁石は放射状に磁化したフェライトセグメントです。回転子も円柱を基にしていますが、シャフトとスロット部分を切り取ってあります。二層巻きの巻線は、座標をテキストファイル入力した 3D ポリゴンで作成しています。整流子をモデリングする必要はありません。多様な電流分布は、回転子の回転によって適正に考慮されます。図 2 はジオメトリの完成図です。
図2:回転子のジオメトリと巻線の配置
2つの一般的な運転モードのモデリングが可能です:
巻線を通る電流は無く、永久磁石によって磁界が生じます。シミュレーション結果として磁束密度が得られます。巻線にはわずかながら電流が流れます。ロードの角度は、回転子鉄とコイルの回転によって適用されます。シミュレーション結果として、回転子の反作用によるフェライトの非磁性化の確認ができます。図3 は、シミュレーションに使用された四面体メッシュを示したものです。図4 はロード運転の場合の磁束密度を等高プロットとベクトルプロットで、ユーザ定義の断面で表示しています。パラメータ機能により、ポストプロセステンプレートを使用することで磁界の数値から他の数値も導き出すことができます。
図4:ロード運転の場合の磁束密度の断面図
以上、永久磁石モータのシミュレーションについて概略を述べました。
このようなモータのセットアップには、次のような機能が大きな効力を発揮します:
ジオメトリのパラメータ化
回転子角度と電機子電流のパラメーター化
これにより多様な運転時点の計算が可能になります。
ファイル入力による 3D ポリゴンのロード
複雑な巻線モデルを作成します。
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伝送線路のノイズ源シミュレーション
この記事では、複数のポートに複数の任意波形を割り当て、同時励起を行ったシミュレーション事例について述べます。ICパッケージ上にループ回路を置きこれをノイズ源とし、このノイズ源がICフィード伝送線路の差動信号の伝送に与える影響を調べました。図1は、すべてMW STUDIOのユーザインタフェースで作成したシミュレーションモデルを示しています。
構造の励起は2つのウェイブガイドポートで、ユーザ定義の矩形波により、周波数2
ウェイブガイドポート1と4では、ディスクリートポート5で励起されたノイズ源の効果として出力信号を記録します。ソースの下のプラスチックICパッケージは誘電体ブロックと定義しています。MW STUDIOの同時励起機能では、ユーザ定義の信号、振幅、位相シフト、時間遅延の任意の信号を計算領域に挿入することができます。下の出力信号のグラフから、波形の歪みが僅かであることが分かります。伝送信号は著しい影響を受けています。この事例ではMW STUDIOの同時励起機能の働きを示しました。任意の信号の同時励起によって、時間依存性の励起源が複数存在するシステムをリアリスティックにシミュレーションすることができます。
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DNG材質は、その電磁気的なビヘイビアが最近注目を集めつつある、誘電率と透磁率が共に負の値の材質です。この記事では、このDNG材質をMW STUDIOに用意されている分散材質モデルを用いて表現し、シミュレーションを行う方法を述べたものです。テスト用媒体として、ホーンアンテナからの照射を角度20度で受ける誘電体スラブを使用しました。このスラブの電磁界をいくつかの周波数の下でモニタしますが、これは1回のシミュレーションで行うことができます。アセンブリの上面と底面の境界条件をelectricに設定することで、問題を2次元問題として考慮しています。
ホーンアンテナによって照射されたDNG誘電体スラブ
時間領域シミュレーションは概ね広帯域シミュレーションです。一方、メタマテリアルやDNG材質は周波数分散を示す材質です。MW STUDIOには広帯域シミュレーションで周波数依存性ビヘイビアを持つ材質を考慮するためのモデルがごく一般的なものから二次分散モデルまで用意されています。誘電緩和や共振効果、プラズマ、異方性媒質も含まれています。いずれも材質の微視的なビヘイビアを、周波数領域における誘電率や透磁率の巨視的な分散で表現するものです。この事例では Drude(もしくはプラズマ分散)を使用して誘電関数の負部をモデル化することができます。高周波パラメータ限界は∞で表しています。図3は特定のパラメータセットを持つ人工材質の分散カーブを示したものです。このモデルでは、衝突頻度の影響を受ける磁気損失/誘電損失は極めて小さく、周波数 25 GHz 以下では誘電率と透磁率はともに負の値となります。次に、3つの周波数について電波の伝搬を見て行きます。このような材質の波動インピーダンスは真空の波動インピーダンス 377 Ω に等しくなります。この一致の結果、スラブに当たった電波は無反射で境界を通過し伝搬しますが、負の値を持つためにスラブ内での位相速度は負となり、位相は励起源方向で逆向きに(励起源に向かって)伝搬することになります。なお、エネルギーは依然として励起源から離れる方向に伝搬して行きます。このことはこの周波数でのパワーフローを見ると容易に分かります。
図4:スラブの電界—誘電率および透磁率が -1 の場合
このような媒質内では位相速度は無限大であり、「wave」を目視することはできません。無限の厚さを持ったスラブならば全反射が起きるはずです。この無限厚のスラブでは依然としてエネルギーは媒質を通って伝搬します。この励起波が平面波に似て見えるのは興味深いことです。
図6:スラブの電界—誘電率および透磁率が 0 の場合
56 GHz 以上では誘電率も透磁率も正の値となりますが、まだ 1 未満です。このような媒質内での位相速度は光の速度よりも大きくなります。可視波長は真空波長よりも大きく、それは下の図 7 でもはっきり分かります。
図7:スラブの電界—誘電率および透磁率が 1 未満の場合
この記事では、DNG 材質をMW STUDIO の時間領域ソルバで、分散材質のプロパティを使用したモデリングを行い、それが可能であることを示すことができました。材質が全く人工的なものであるのにもかかわらず、シミュレーションの結果、このような媒質を通る電磁波の伝搬特性に関する有意義な考察が得られています。
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落雷のモデリング
雷は主に雲の中で発生し、雲中放電や地上への落雷を起こします。金属で覆われた構造に対して及ぼす雷の間接的な影響をMW STUDIOでシミュレーションした事例です。ここに挙げたほか、表面電流分布の計算からシールド構造への結合を予測することもできます。立ち上がりが速く減衰が緩慢な、雷に典型的な信号信号は、二重指数関数で表わされます[1]MW STUDIOでは、このようなユーザ定義された励起信号波形を基準信号として容易に取り込むことができます。この信号を、構造への落雷点(この場合は航空機の機首:図2参照)と境界の間に加えました。テールと境界の間には300 Ohmの集中素子の抵抗を設置し放電路としてモデル化し、また境界はelectricと設定して閉じた電流路モデルとしています。
図 1:雷の放電のモデルとした二重指数関数波形と、それを加えた機首のディスクリートポート
シミュレーションの際に時間領域Hフィールドモニタを設定し、落雷に起因する表面電流を記録しました。図2は電流密度を示したものです。電流がいきなり生じた後、ゆっくり減衰して行く様子が分かります。機首の落雷点にピーク電流があるのは予想の通りですが、主翼中央部正面、尾翼および尾端に見られる高密度電流もEMI問題を考慮する要点となりそうです。
図2:雷によって生じた表面電流の振幅の時間遷移
MW STUDIOによる落雷の時間領域シミュレーションを、ユーザ定義信号を用いて行った事例について説明しました。落雷によって生じた表面電流の、シールド構造への結合といった現実的な間接効果も非常に重要な問題ですが、この記事では割愛しました。ほかに、誘電損失や熱損失に起因する構造の熱問題も興味ある解析対象です。これはEM STUDIOの熱ソルバへのリンクを使用して同じインタフェースで計算実行することができます。なお、シミュレーションに使用した航空機モデルは実寸大で、全長と翼長ともに25mを超えています。このように非常な大きな構造にもかかわらず、六面体メッシュ(FPBA)を使用したTソルバによる計算時間は、2GB RAMの3GHzデスクトップPCで15分程度で済んでいます。
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磁気注入バルブの静磁界シミュレーション
ここでは図1に示す磁気注入バルブを対象としました。シミュレーションモデルはCST EM STUDIO内蔵のモデラーで作成したものを使用します。コイルは、断面を定義し、それをパスに沿って掃引することでソレノイドの形状を形成しました。このシミュレーションでは、デバイス内の磁束密度分布とともに、コイル電流と電機子筺体ギャップの関数として導き出されるバルブ電機子の力を求めます。計算には非線形静磁界ソルバを使用します。非線形静磁界ソルバは六面体メッシュと四面体メッシュのいずれも利用できますが、この場合は六面体メッシュの方がより良い選択肢となります。四面体メッシュと遜色ない結果精度を出すことができ、また、パラメータに関わる作業の間ジオメトリ上の特異点のメッシュを常にコントロールすることができます。
図 1:励磁コイルと磁気注入バルブのジオメトリ
図2はジオメトリの詳細で、シミュレーションで考慮した磁性材質も併せて記載しています。モデルはポリゴンを360度回転掃引して作成し、またコイル(図1に表示)はEM STUDIOのコイルツールで作成しました。対称条件を適宜適用することで、シミュレーション時間を1/4に削減できます。コイルのアンペア回数についてパラメータスイープを行い、電機子の力とギャップの比およびアンペア回数との相関を求めました。デバイスを正確にモデリングするためには、材質の磁気的非線形性を考慮しなくてはなりません。各材質について、実際の測定によるBHカーブを用いました。
図2:注入バルブの磁性材質
図3は、エアギャップが0
3mmの場合の、バルブ内の磁束密度の絶対値です。磁場や透磁率分布のような数量も自動的に計算されます。さらに、システムのエネルギーや力といった二次的な数量も導き出されます。その他の二次的な数量については、ポストプロセステンプレートを用いて定義し算出することができます。
図3:磁束密度の絶対値:エアギャップ0
中心断面におけるベクトル⁄等高プロット
電機子の力、すなわち電機子のギャップサイズとコイル電流による力の変化も重要な特性です。力はポストプロセスで自動的に計算されます。この計算結果をひとまとめにして表示したのが 図4 です。図のモデル上で、2つの赤いドットで表示しているのがギャップです。ギャップのメッシュラインの数をギャップパラメータとして定義することで、ギャップ幅の大小にかかわらずメッシュが確実に適切に切られるようにすることができます。この処置によって、パラメータに関わる作業の間、連続的な解が得られます。
図4:電機子のギャップ、コイルのアンペア回数と力との相関
ギャップのメッシュ密度はギャップ幅に応じて変化する。EM STUDIOで磁性バルブのシミュレーションを行った事例で、モデリングとパラメータ機能について述べました。今回のモデルはすべてEM STUDIOで作成しましたが、もっと複雑なジオメトリをインポートし、修正⁄パラメータ機能を用いてパラメータ化することもできます。パラメータの相関としての力をパラメータレンジにわたって導き出し、モデルジオメトリや励磁がデバイスのふるまいに及ぼす影響を検証することができます。
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スキントの無いXバンドホーンアレイアンテナ(96素子)
では、近頃Xバンドレーダシステム用の新しいアンテナが必要となり、受信アンテナ全体構造の設計をMW STUDIOで行いました。垂直偏波、仰角方向のビーム幅が70°、方位角方向のビーム幅が1°でサイドローブレベルは30dB、スキント無し、および動作周波数帯域が20%、以上が設計上の要点です。このうち最初の2つの仕様は、図1に示した小型のEプレーン扇型ホーンアンテナを使用することで満たすことができます。方位角方向に関する条件は、アンテナ給電の設計によって満たさなくてはなりません。この点で、給電のブロックとしてA Rogers氏が記述した給電[1]に基づく、スキントの無い12路の広帯域導波管Eプレーンディバイダ(図2)を使用しました。Eプレーン扇型ホーン放射器への給電は、インピーダンストランスフォーマと90°ツイスト導波管で整合します。LenzigとGans両氏発表の導波管[2]に類似した、機械加工可能なL字型導波管よりなるツイスト部を用いて、水平偏波を垂直偏波に変更させます。設計評価のために、12路フィードとツイスト部とEプレーンホーンからなるプロトタイプサブアンテナを作製しました。材質はアルミニウムで、CNC加工機とワイヤカッティングを使用しています。
図4:作製された12素子アンテナ
次にこの設計を96の放射素子をそなえた2
4mの全アンテナに拡張します。各バンクには励起が線形分布となる6素子が含まれます。このような励起によって、アンテナ給電の全体を通して6路Eプレーンディバイダの再利用が可能となります。
図5:全アンテナバンク、96素子の全様
最終的な給電は、標準的なXバンド導波管に接続した、3ポートのEプレーンディバイダの4レベルで構成されます。このフィードの構造は対称形であることから、MW STUDIOでは1⁄2部分についてのみ計算を行いました。全アンテナ(96ポートが同時励起される)についてもMW STUDIOで解析を行い、下図の方位角方向の利得パターンを得ました。
図10:全アンテナ解析による方位角方向のパター
アンテナ全体を作製し、Pretoria大学で狭帯域での放射パターンを測定しました。
図12:方位角方向の測定結果
図13:方位角方向の測定結果(拡大図)
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60THzにおける誘電半空間の平面波相互作用
この記事では、無限の誘電半空間に60THzの平面波を入射し反射と伝送の量をMW STUDIOでシミュレートした事例について述べます。この問題に関しては解析的な解が存在し、この解でシミュレーションを検証することができます。その後、同じ手順をもう少し一般的な、解析的な解の無いジオメトリに対し適用します。すべてのシミュレーションは周波数領域ソルバで行い、周期的境界条件とFloquetポートを併用しています。周期的境界条件は、無限構造モデルの計算を効率良く行うために欠かせない機能です。FloqetポートをPML吸収境界条件に替えて設定することにより、入射波の傾斜角度が鋭い箇所についても正確な結果が得られます。
誘電体には比誘電率2
5度の範囲でスイープしました。前述のようにこの問題には、通常Fresnel反射/伝送係数と呼ばれる解析的な解があります。シミュレーションによって反射/伝送係数を求め、それらを理論的に得た結果と比較しました。図3と4は平行偏向、図5と6は垂直偏向の場合のそれぞれの結果の比較です。図には理論的な結果を得た計算式も併せて表示しています。
図3:理論値とシミュレーション結果のオーバレイ:反射係数vs平行偏向の入射角
図4:理論値とシミュレーション結果のオーバレイ:伝送係数vs平行偏向の入射角
図5:理論値とシミュレーション結果のオーバレイ:反射係数vs垂直偏向の入射角
図6:理論値とシミュレーション結果のオーバレイ:伝送係数vs垂直偏向の入射角
図7は、入射波と伝送電界の振幅の位相軸アニメーション表示で、60THz垂直偏向、入射角は45度です。ガラス領域による伝搬の方向の変化と電磁界の振幅の減少が認められますが、これは上記の伝送パラメータから予測された通りとなっています。
図7:入射角45度の電界振幅の位相アニメーション
シミュレーションが検証されたのを受けて、同じ手順と技術を解の無い問題に対して用います。
ただし空気誘電の境界に対し、先述の反射係数と伝送係数を定義しますから、特に接触面が無限プレーンではなく任意形状の場合、Sパラメータに類似した表記の方が便利でしょう
MW STUDIOは、これらのSパラメータ型結果から自動的に反射率や透過率を計算します。先のシミュレーションでは、これらの反射率と透過率を簡単なポスト処理で反射係数と伝送係数に変換しました。
図8は今度のシミュレーションで使用したジオメトリで、誘電体をガラスから比誘電率11
56のシリコンに変えています。
図8:2つ目の誘電半空間シミュレーションのジオメトリ
励起は先のシミュレーションと同じ方法で行いました。図9と図10は、MWSシミュレーションによる2つの偏向それぞれの反射パラメータと伝送パラメータを示します。
平坦な接触面で73
6度付近で生じていたブリュースター角が、変更したジオメトリでは抑制されていることが分かります。
図9:反射率と透過率vs平行偏向の入射角
図10:反射率と透過率vs垂直偏向の入射角
図11は、入射角30度、水平偏向の電界振幅の位相アニメーションです。構造表示は3方向を「ridge」にして、電界の変化を見易くしています。
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以下は、システムインパッケージ(SiP)モデルに対するMW STUDIO時間領域ソルバのシミュレーション事例について述べたもので、Sパラメータおよび電磁界分布とともに10GHzと20GHzそれぞれのパルス信号ノイズを付加したシステム応答を得ています。SiPをマウンティングボードに実装した場合の共振による影響も併せて解析しています。図2はCDS 社のCADシステムからインポートしたモデルで、銅(損失のある金属)およびポリイミドとシリコンを材質とし、ボンドワイヤとスルービアも含んでいます。このモデルをまずマウンティングボード無しでシミュレーションし、後にマウンティングボードに実装した場合のシミュレーションを行います。
図2:ポートとピンの割り当て
図3:マウンティングボード無しでのSパラメータ
図3はマウンティングボード無しの場合のSパラメータです。29GHzのところに共振があることが分かります。ノイズ結合係数S31はおよそ-8dBとなっています。(見易くするため、いくつかの材質を不可視にしている。時間領域シミュレーションでは、フィールドモニタを定義することによって任意の周波数の電磁界を算出することができます。図4は10GHzでの表面電流を位相の関数としてプロットし、それをアニメーション表示したものです。このように、ユーザが設定した任意の周波数でSiPのふるまいを調べることができます。電界のほか、放射フィールドも同様に可視化が可能です。
図5:マウンティングボードに実装したSiPモデル
SiPシミュレーションの次のステップとして、マウンティングボードに実装した場合のSパラメータにおよぼす影響を調べます。図5は、3層の導体層とFR4基板からなるマウンティングボードへ実装したモデルを示しています。ビアによってSiPとグラウンド層が接続されています。
図6:Sパラメータの比較:ボード無(緑)とボード有(赤)
ボードの有無でSパラメータを比較したプロットが図6です。7GHzへと低い周波数へ移行し、また、より急峻になっています。
図7:3m離れた場所の電界強度:ボード無(紫)とボード有(青)
ボードの有無の両シミュレーションに関して、いわゆる遠方界モニタによって、構造から任意の距離における電界強度を算出しました。これによって、SiPパッケージのSI解析に加えてEMC特性の調査も行うことができます。図7では、ボードへの実装により電界強度が増加することが示されています。これはボードが共振の強い、ほとんどアンテナのようなふるまいをするためです。以上、MW STUDIOの時間領域ソルバによるSiPシミュレーションにおいて、広帯域Sパラメータとユーザが設定した任意の周波数における電界が得られることを簡単に説明しました。また、複数の周波数での電界モニタを1回のシミュレーションで得ることも可能です。
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偏向非依存のバンドパスFSS
一般的なFSSは、誘電基板上の導体要素または導体表面のスロットの、いずれかの周期的アレイとして構築されます。このアプリケーションノートでは、入れ子構造の環状スロットFSSに対し行ったシミュレーションについて述べています。このFSSは北アイルランド、ベルファストのクイーンズ大学電気通信情報技術研究所が欧州宇宙機関のために作製したもので、設計にMW STUDIOが使用されています。5 GHzのバンド帯の間で20dB以上のアイソレーションとなるように設計されました。環状スロットの周期的アレイのある金属スクリーン(FSSレイヤ)2枚を非常に近接させた構造です。スクリーンはまったく同一ですが、遮断レベルが一致するように、一方を180度回転させています。
左上は周期的アレイの一部
このモデルに対し、四面体メッシュを用いた周波数領域シミュレーションを行います。パスバンドに適応メッシュリファインを適用し、精度の良い結果が導き出されるようにしています。図2はそのモデルと最終的なメッシュです。FSSモデルは、最適化に備えてすべてのジオメトリ寸法をパラメータで与えています。平面波励起のための2つのFloquetポートもあわせて表示しています。入れ子構造の短絡環状スロットは、TEとTMいずれの偏向入射平面波に対してもフィルタの役割を果たします。TE偏向の電界(左)では外側のスロットが全波長の共振を、TM偏向の電界(右)では内側のスロットが半波長の共振を示します。2枚のスクリーンのスロットの向きが同じものと逆向きのもの(鏡面)の2種類のFSSを作製し、測定しました。
2枚のスクリーンの位置関係は変えずに片方を180度回転させると、TEアイソレーションは増し、TMアイソレーションは減少しました(図4参照)
しかし、どちらの偏向でも-20dBのアイソレーション基準は満たされています。
図4:FSSの偏向伝送の測定結果とシミュレーション結果
図5と6は、FSSの効果をグラフィカルに表示しています。それに対して350GHzのストップバンドでは入射波はほとんど反射され、伝搬波も20dB以上の減衰を示します。図6:350GHzのストップバンドでは、入射波はほぼ反射される。
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今日シリコンチップの集積レベルは高まる一方で、数千万ものトランジスタを搭載した高密度チップが作成されており、モデム機器の信号スイッチング周波数はGHz領域を超えています。帯域幅に対する要求の高まりにともない、ディジタル信号伝搬品質がインターコネクトの電気的特性から受ける影響や制限が問題となります。これらの事象はまた、信号の乱れによって不要な電磁干渉(EMI)が増大するため、システムパフォーマンスの電磁環境適合性(EMC)問題の要因となります。最近まで、高速PCB設計におけるシミュレーションでは主にドライバ⁄レシーバのIBISモデルがあれば事が足りましたが、高速信号が複雑さを増した今日、ICバッファに加えてパッケージやビア、コネクタなど多様なモデルが必要となっています。図2はポートの割り当てを示しています。PCBの大きさも表示しています。
図3:測定のセットアップ
測定は、ベクトルネットワークアナライザ(VNA)による標準のSOLTキャリブレーションで行いました(図3参照)
図4は、MWSの計算結果と測定結果の比較プロットです。二つの結果のSパラメータ(クロス結合)は、解析周波数帯全体で非常に良好な相関を示しています。
図5:マイクロプロービングとTRLディエンベディングに基づく測定改善案
結果に見られる若干の相違は、測定セットアップによるものと考えられます。この場合は、マイクロプロービングを用いる方法がより適切です。またTRLキャリブレーションを用いるとより信頼性が高められると同時に、ケーブル長とコネクタのディエンベッドが可能となります。図5はその測定セットアップで、実際にこれを使用したスタディが予定されています。さらに、先のスタディではPCB材質の誘電特性について製造元からの開示が無く、誘電損失は上記の周波数帯にわたって一定の定数として計算を行っています。以上、今日の高速PCB構造の実体的なシグナルインテグリティ問題に対しては、経験則では十分ではないことを示しました。モデルの不正確さ、または過剰な簡略化、重要な物理特性の近似等によって計算結果はまったく異なり、誤った結果が導き出されることも少なくありません。マルチレイヤPCBが一層複雑さを加え信号線の間隔が狭隘化する一方で動作周波数帯域が広がる流れのなか、シグナルインテグリティに関するスタディ(NEXT/FEXT、アイダイアグラム、TDR、Sパラメータ)において、正確な3D EMシミュレーションは不可欠となりつつあります。
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自動車関連産業は、数値解析をいち早く取り入れ、開発サイクルの短縮や製造コストの圧縮に活用して来た分野です。この記事では、CST EMSでステッパモータのシミュレーションを行った事例について述べます。開発プロセスにシミュレーションを活かすためにも、解析空間にジオメトリデータを導入するCADインポートは非常に重要です。今回のステッパモータのモデルは、Pro Engineer(R)からインポートしたまま何も手を加えずにシミュレーションを行っています。シミュレーションは主に、さまざまなローター位置におけるトルクと角度の相関関係、および鉄材質部分の非線形透磁率の分布を調べることを目的として行います。また、コイルの正弦波電流によって誘導される渦電流がシステムに及ぼす影響についても確認します。図2は、非線形静磁界シミュレーションによって得られた磁束密度のプロット画像です。鎖交磁束の位置が分かります。また、磁気回路の2つめのブラケットにも若干の磁束が通っているのが確認できます。
図 3:比透磁率の分布
比透磁率分布の可視表示では(図3)、材質が飽和状態になった領域を検知することができます。
図 4:ローター角度によるトルクの変化
図4のトルクと角度の相関図は、パラメータースイープによって容易に得られます。インポートしたCADモデルのローター角度は、CST EMSではマウスクリック2回でパラメーター化できます。磁力によりウォームギアの減速率は1:50、ポインター位置のトルクは約 4mNmとなります。
図 5:ローター位置によるコイルインダクタンスの変化
同じ計算から、コイルのインダクタンスも得られます。コイルのインダクタンスは、デバイス制御の電子機器を設計するうえで非常に重要な情報です。
図 6:固定子プレート上の渦電流分布
以上、複雑なCADモデルを元にした3D EMシミュレーションにより、ステッパモータの特性に関する情報を得る方法を示しました。パラメータースイープを行い、ローター位置を変化させてトルクとインダクタンスを計算しました。また、周波数領域の静磁界シミュレーションにより、渦電流の情報も得ています。これらのタスクはすべてCST EM STUDIOのグラフィカルユーザーインターフェイスのなかで実行可能です。CADインポート、パラメーター化、ソース定義、ポストプロセスのいずれについても、操作と設定は容易です。
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プリント基板のシグナルインテグリティ解析
層構成の定義方法とモデリングのオプションについて説明しています。SI解析では送信と受信それぞれのモデルが必要ですが、ここではIBISモデルを用いてシミュレーションを行います。ここで用いるPCBデザインは、現実のボードの一部です。元のボードは8層ですが、明らかにされていない理由から7層に減らされています。
右側ICのうち2つは
裏側に隠れて見えない。この記事で取り扱うnetをハイライト表示している。コンポーネントには、アドレスバスやデータバスのnetが接続しています。中央には多数の抵抗アレイがあり、5つのICの接続を分断しています。図2はPCBSのナビゲーションツリーの一部で、上記の接続を示しています。ibs」をダウンロードし、使用しています。モデリングとシミュレーションを始める前に、ボード特性を決定します。寄生抵抗、インダクタンス、キャパシタンス、導体損失は、材質、層の厚さと間隔によって大きく変わりますから、この決定は非常に重要です。図4は、選択したnetがハイライト表示されています。これらのnetについてシグナルインテグリティ解析を行う。
伝送線路のモデリング
シミュレーションモデルの作成過程で、PCBSはボードを断面に沿って自動的にサブセクションに分割し、その後2D電磁界ソルバーがラインパラメーターR、L、C、Gを計算します。このモデリングプロセスは、通常数秒から数分とごく短時間で終了します。伝送線路の断面を経路ごとに表示することができます。第3層に7本の信号線路があり、2枚のグラウンドプレーンに挟まれています。グラウンドプレーンとの間隔は、第4層の方が第2層よりも近くなっています。
図 5:第3層に7本の導体伝送線路がある断面
線路は第4層とやや離れた第2層の間に埋められている。線路の間隔によってクロストークの度合いが決まる。図6は、シグナルインテグリティ解析のスケマティックです。中央のPCB伝送線路モデルブロックのほか、抵抗アレイ(右下)と22個のIBISブロック(左と右上)を配置しています。IBISブロックのうち2つは送信モデル(左上)、残りは受信モデルです。全体で25のICピン、10のレジスタピンがあります。
シグナルインテグリティ解析のための シミュレーションセットアップ
左上の2つのIBISブロックは(能動)送信モデル、他のIBISブロックは受信モデル
上記のスケマティックで、0〜80 nsの時間領域(トランジェント解析)シミュレーションを行いました。立ち上がり⁄立ち下り時間は、IBISモデルから自動的に得られるため、指定する必要はありません。
最初のシミュレーションの結果
図7は、すべての入出力信号をまとめて表示したものです。上下に信号の乱れが見られます。
図 7:電圧モニターが捉えた入出力信号
上下の乱れ(特に下)は
許容レベルを超えており、 シグナルインテグリティを
確保するために負荷やボード特性の改善が必要
図8は図7の詳細図です。
シグナルインテグリティの改善
ここでのSI解析の目的は、クロストークを可能な限り低減し、受信側のピンにおける信号品質を改善することにあります。シミュレーションソフトウェアではPCBデザインとスケマティックのどちらも容易に変更することができますから、上記の改善を果たすのは難しくありません。図9は、スケマティックに改変を加えた後のシミュレーション結果です。信号はまだ完全ではありませんが、下側の乱れは明らかに減少しています。図 9:スケマティック改変後、信号の乱れは明らかに減少した。Altium、Mentor Graphics、Zukenのような一般によく用いられているPCBレイアウトフォーマットをシングルクリックでインポートして、結合インダクタンスやキャパシタンスなどの寄生効果を高性能のソルバーで計算し、クロストーク効果を調べます。ボードの送信⁄受信などの能動素子モデルにはIBISモデルを利用します。手軽にWhat-if分析を行い、シグナルインテグリティの最適な解を素早く求めることができます。
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微細加工つづら折り導波路の応用による広帯域進行波管 | AET
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微細加工つづら折り導波路の応用による広帯域進行波管
微細加工はさまざまな技術分野で重要性を増しており、急速に普及が進んでいます。周波数が高くなるにつれ小型化が必要になるのは必然ですが、従来の加工技術では構造の脆弱性が問題となります。Chen 両氏が提案・解析したのは、金属を用いることによって脆弱性を改善したはるかに堅牢な構造です[1]
図 1:つづら折り導波路の構造
図1はその構造図で、50回折り返した導波路は遅波構造となります。給電はMW STUDIOのウェイブガイドポートを使用してRFを入力し、出力もやはりウェイブガイドポートで記録します。
荷電粒子は導波路に対して垂直に進みます(図1矢印)
図 2:導波路一折の分散ダイアグラム
導波路一折に対するコールドテストシミュレーションをMW STUDIO固有モードソルバーで行い(遅波シミュレーション事例を参照)、図2の分散ダイアグラムを得ました([1]参照)
この周波数範囲における正規化された位相速度は約0
255となり、したがって表面から放出される荷電粒子(図3)のβを若干高めの0
2556とし、電子ビームからRF構造に電力が渡るようにします。放出ビーム電流は50mAです。
入力信号は単一周波数のサイン波で、入力電力は 2
ポートの振幅は波の振幅で、電力の平方根を単位とします。
したがって入力信号の振幅(図4赤)は0
05となります。出力信号の周波数スペクトラムには230GHzにピークがあり、シミュレーション時間が有限であるためにリプルが生じています。
図 4:RF時間信号の入力と出力(左)、出力信号の周波数スペクトラム(右)
図5は荷電粒子軌道です。終端部の拡大図では、はっきりと分かれた低速部分と高速部分が確認できます。速度変調が生じ、またビームと電磁波の相互作用によってRF入力信号が増幅されていることを示します。
図 5:荷電粒子軌道と終端部の拡大図
その結果、Pierceの定理が空間荷電効果と電子バンチから影響を受けることを考慮して、相応の結果が得られました(図6)
理論値と一致したシミュレーション結果が得られています。MW STUDIOでコールドテストシミュレーションを行った後、荷電粒子シミュレーションを行うためにモデルに僅かな変更を加えました。出力電力は、MW STUDIOで定義したウェイブガイドポートから直接求めることができます。ポストプロセステンプレートを利用し、信号から利得と周波数スペクトラムを得ています。
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ナノアンテナのようなプラズモン技術を利用したデバイスは、その近傍において強い光増幅が可能なことから、高い関心の寄せられている研究分野です。このような光増幅技術は、単一分子の検出や分光法(SERS)などの機器に応用されるかもしれません。アンテナ構造は2つの直径80 nmの金材質球体を1 nmの間隙を開けて配置したものです。この構造の電磁界分布、特に2つの球体の間隙における電磁界密度の高まりを解析目的とします。シンプルな構造ですが、解析周波数の波長と間隙のアスペクト比が大きく、また光領域において金が示す分散特性のため、電磁界ソルバーにとって易しいタスクではありません。このタスクをMW STUDIOの時間領域ソルバーと周波数領域ソルバーで解き、上記の論文の内容と比較します。
周波数領域ソルバーのシミュレーション
周波数領域ソルバーの周波数スイープは、この事例のような分散性デバイスのシミュレーションに適しています。シミュレーションを行う周波数点それぞれに材質プロパティを設定し、正確な材質特性で計算を行うことができます。周波数領域ソルバーによるシミュレーションの課題は、主に形状の離散化にあります。周波数領域ソルバーの用いる四面体メッシュは球の曲面をセグメント化するため、誤差が生じます。実際には、周波数領域の電磁界ソルバーは、自動メッシュ適応機能によってメッシュをリファインし、精度の高い電磁界解析を行います。このメッシュ適応は通常、初期メッシュに基づいて行われ、形状近似精度のリファインはもはや行われません。したがって最初の形状誤差は、修正されずに残ります。重要度の高い領域では、メッシュ適応機能は新しいメッシュポイントを元の形状表面にスナップして形状もリファインし、形状誤差を低減します。
図 1:適応メッシュ実行前の初期メッシュ
図1はナノアンテナの初期メッシュです。非常に粗いメッシュで、セグメントがはっきり見えるほどです。MW STUDIO 2010は、このメッシュをベースとして、従来のメッシュリファインと共に上記のスナップリファインを行った適応メッシュで計算を実行します。このナノアンテナに対しx偏向の平面波をz方向から入射して励起します。
図 2:従来の適応メッシュ(左)と形状へのスナップ機能を用いた適応メッシュ(右)
図2は適応メッシュ機能が生成したメッシュです。
図 3:球の間隙の電界強度とメッシュ適応パスとの相関
図3は、球の間隙における電界強度をメッシュ適応パスの関数として表したプロットです。周波数は共振周波数に近い473 THzで計算を行いました。スナップしたメッシュ(緑)は、論文に記載された半解析的解の730 V/mにかなり早期に収束します。一方、スナップしていないメッシュ(赤)は誤った値に収束します。数百V/mにのぼる値の差は、まったくメッシュの形状表現の粗さによるものです。注:従来の適応メッシュ機能(MW STUDIO 2008以前)でも、メッシュ適応前に、重要領域のメッシュを細分化しておくと、精度の良い結果を得ることができます。グローバルメッシュプロパティとローカルメッシュプロパティを調整し、球の間隙の周辺を十分に細分化します。
図 4: 球の間隙の電界と波長との相関
図4は、間隙の電界を波長の関数で表し、精度の高い半解析の基準解と比較したプロットです(シミュレーション結果:赤、基準解:緑)
広帯域の結果は、電磁界プローブと周波数スイープ(ステップ幅5 THz)を用いて抽出しました。2つのプロットはほぼ完全に一致しています。
時間領域ソルバーのシミュレーション
時間領域ソルバーによるシミュレーションでは、前述の形状の離散化におけるアスペクト比の高さに加えて、材質の非常に高い分散性を1回の広帯域計算にどのようにモデル化するかが課題となります。MW STUDIO 2010では、高次分散性を考慮する機能が搭載され、ユーザーが定義したテーブルにしたがって分散パラメーターと次数の自動フィッティングを行います。図5は、その自動フィッティングを適用した分散カーブとユーザーが用いた材質データのプロットです。2つのカーブは誤差1%以内で非常に良く一致しています。
図 5: 分散性フィッティングカーブとユーザーの材質データカーブ
図6は、球の間隙の電界と波長との相関カーブです。先に手作業で細分化したメッシュを用い、時間領域ソルバーで計算を行った結果です。
メッシュのステップ幅は、間隙のメッシュは 0
これも、論文と一致した結果が得られています。共振のピークのシフトは1%未満であり、材質定義の若干の違いに依るものとして説明可能です。
図 6:球の間隙の電界と波長との相関:時間領域ソルバー
なお、間隙が非常に狭く、アスペクト比が非常に高いことから、シミュレーションの時間ステップを極めて小さくする必要があり、したがって時間領域ソルバーの計算は、周波数領域ソルバーに比べ相当に長い時間を要します。この点で、周波数領域ソルバーの方がパフォーマンス面で優れています。とはいえ、時間領域ソルバーの結果はクロスチェックに有用性があり、またGPUやクラスタ処理を用いて計算時間の短縮を図ることができます。
公開された結果について
上記の論文で、著者らはシミュレーションをMW STUDIO 2008で行い、基準解と何桁も違うほど非常に不正確な結果が得られた、と述べています。しかし、検証の結果、不正確な計算結果は著者らが誤った材質設定を行ったためであることが分かりました。上記の論文は、プログラムの利用法に関し誤りがないか、また結果を改善する方法がないかを、CSTに事前に問い合わせることなく発表されたものです。詳細についてはCSTにお問い合わせください。
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パラメータースイープを行ってトルクとインダクタンスを計算し、さらに渦電流の情報も得ています。
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線形アクチュエータを題材に、電子機械の問題に対する一般的なシミュレーション手法について述べた記事です。
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充実した外部MCAD ⁄ ECADとのデータ連携機能で、電磁気解析をケーブル配線設計フローにスムーズに組み入れることができます。高度なグラフィック表示機能とナビゲーションツリーによって、複雑なケーブルネットワークの配線を容易に見分け、選び出すことができます。
同軸ケーブル、ツイストペア、リボンケーブル、編組シールドを組み合わせた任意のケーブルバンドルをサポート
複数のケーブルからなるハーネス束の自動バンドル機能
使い易いGUI上でのケーブル(分岐を含む)経路の定義
* 別途オプション契約が必要です。
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MP (マルチプラットフォーム対応の粒子加速器関連コード)ソ フトウェアテクノロジーに基づいて作成されています。
製品は3つの部分、ビームライン設計キット一式を備えたGUI
統合された対話形式チュートリアルシステム
を解析する解析ツールから構成されています。さらにアドオン計算モジュールの追加により、定量分析、定量設計ができます。PBO Labの軌道モジュールは、 ビルトインの1次オプティクスシミュレーションを使用してビームラインの定性的特徴(単独粒子軌道やビームエンベロープなど)をグラフィック表示します。また、このモジュールを使って、各光線やエンベロープの精査、水平・垂直または磁気的な中央平面投影をグラフィック表示することもできます。エンベロープ計算では、線形空間電荷力も考慮されています。これにより、ビームオプティクス、加速器・ビームラインの設計、加速器の技術などについて、幅広い知識を得ることができます。PBO Lab アドオン計算モジュール下記アドオン計算モジュールを追加すると、各種計算エンジンを実行することができます。
(詳細はお問合せください)
GUI はドラッグ&ドロップ、カット&ペーストなどの操作を含む、親しみやすいものです。粒子線とエンベロープをビームラインに重ねて表示するので、各要素との対応が容易です。粒子オプティクスに関する丁寧なチュートリアルが付いています。技術者・学生を問わず、トレーニングツールとしても最適です。世界の主要な加速器施設で使用される強力で信頼性の高いオプティクス計算エンジンと併用できます。平面的ビームライン、階層的ビームラインの双方を効率的に表示するオブジェクトモデルを作成できます。ユーザ入力パラメータで、多様な加速器ビームラインの要素を描写できます。軌道モジュール、エンベロープモジュールのセットにより、パラメータ変化の影響を対話形式で 表示します。優れたシステムタイプルールが入力パラメータの編集を助けます。
ハードディスク空き容量:20MB以上
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電磁界を時間領域、および周波数領域で計算可
荷電粒子の相対論的運動方程式を用いて軌道計算を実行し、Maxwell 方程式を自己矛盾なく解き、電流と電荷密度を計算
さまざまな形状、 材質特性、 入出力波、 粒子放出(電界放出・二次電子放出を含む)を設定できる強力なアルゴリズムにより、広範囲にわたるプラズマ物理問題の解析が可能
電圧、電流、電力、周波数応答を表示できる多様で使い易い診断システム
MAGICの作業環境(ユーザマニュアルブラウザ含む)
MAGICのポストプロセッサ(データビューア含む)
RFの伝搬と分散 反射ダイオード・トライオード
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快適にご利用していただくために、以下のブラウザのご利用を推奨します。0には、Version4より1300点以上の改良が施されていますが、その後もCST社は、次のメジャーなバージョンアップを待たずに重要な機能強化を提供していく、というポリシーを継続しています。
1の最も重要な新機能
周波数領域ソルバーで直交メッシュ、四面体メッシュの両方が使用可能
MW-Studioは、単一の3次元電磁界シミュレータ上で直交メッシュと四面体メッシュの両者を利用できる、史上初の市販コードです。
フロントエンド機能が大幅に改善
フロントエンドの強化により、MW-Studioで作成した複雑な形状、さらに、Cadenceからインポートした形状の修正に要する時間が大幅に縮小されました。1において64ビットCPUの利用が可能となったことでさらに強化されています。これにより、メモリ容量3GBを超えるような問題も対応可能となりました。
プロトタイプのスピーディな評価および最適化を求めるマイクロ波設計エンジニアにとって、完璧なソリューションと他に類のない使いやすさを兼ね備えるソフトウェア
5は、継続的に全面的な刷新が施されていることで、期待を超えたものになっています。直観的、対話形式なインタフェースであることはすでに知られていますが、これもさらに改善され、多様なフィードバックと支援の提供により、設計のスループットを大いに高めています。CST社のシミュレーションツールは、精度の高い3次元電磁界解析を提供することにより、製品のパフォーマンス向上、製品の出荷までの時間短縮に貢献しています。ディストリビュータおよびサポートセンターは、ヨーロッパ、極東地域、北アメリカなど広範囲にわたっており、すべてのお客様に最高のサービスを提供しています。HOME > 更新情報 >光アライアンス12月号(日本工業出版) に弊社社長・田辺英二の原稿が掲載されています。光アライアンス12月号(日本工業出版) に弊社社長・田辺英二の原稿が掲載されています。光アライアンス12月号・製品技術紹介に弊社社長・田辺英二の原稿(P47〜51)が掲載されています。
大規模な三次元の電磁解析をパソコンで高速に行うには
●電磁界シミュレーションの手法
●三次元シミュレータの応用
●電磁界シミュレーションの精度
●ベンチマークの重要性
●三次元電磁界シミュレータの今後の課題
HOME > 更新情報 >MPP3月号に弊社社長・田辺英二の原稿「非破壊高周波誘電率測定技術について」が掲載されています。MPP3月号(コスモ・リバティ社)に弊社社長・田辺英二の原稿「非破壊高周波誘電率測定技術について」が掲載されています。MPP3月号に弊社社長・田辺英二の原稿(P8〜9)が掲載されています。
非破壊高周波誘電率測定技術について
●高周波誘電率測定手法について
●電磁界解析技術を活用した高精度測定
●非破壊の高周波測定技術
AETワークショップ ニアフィールドテクノロジーが拡げる新ビジネス |AET
ニアフィールドテクノロジー,ニアフィールド,講演,近傍界,テクノロジー,ワークショップ,非接触,NFC,Near Field Communication,電磁界,近接場, 人体近傍通信におけるアンテナ技術 千葉大学教授 伊藤公一先生 近傍距離での無線電力伝送 - 無線電力伝送の新展開 - 京都大学准教授 篠原真毅先生 「平面状媒体を用いて情報と電力をワイヤレスで伝送する二次元通信技術」 株式会社セルクロス 板井裕人氏 「近接場光学の基礎と応用」 静岡大学特任助教 小野篤史先生 「非接触近傍測定検査技術が拓く医療、通信、エネルギー分野の新ビジネス」 株式会社エーイーティー 田辺英二 パネルディスカッション 「ニアフィールドテクノロジーの可能性とその課題」 コーディネイター パネリスト
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AETワークショップ 「いよいよ実用化が見えて来たワイヤレス給電」 ご参加の受付を開始しました。7月 1日(木) 開催 AETワークショップ 「いよいよ実用化が見えて来たワイヤレス給電」 の概要を掲載しました。
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産学連携プロジェクトについて(下記)
SiPにおける3次元電磁界シミュレーション 高速・高周波パッケージでの電磁干渉問題 実装技術2006年・7月号(技術調査会)
三次元電磁界シミュレータの現状と応用
電子加速器を使った先端放射線治療と装置の動向 電気設備学会誌(2005年5月号 Vol
25) 特集・近年の医療機器の動向と電気設備
エーイーティーは、国内の大学とも密接な産学協同開発を続け、数々の新製品を生み出しています。産学連携プロジェクトは、川崎市産学協同研究開発プロジェクト助成事業に採択され、東京大学と「非破壊高周波複素誘電率自動測定装置」を開発し、2004年より発売を開始しました。また科学技術振興事業団より助成(独創的研究成果育成事業)を受け、東京工業大学、姫路工業大学と「超小型X線発生装置を開発し、さらに東京電機大学とは「UWB(アンテナ、テストヘッド)」を開発、広島大学とは「超小型プラズマ装置」を開発し製品化しています。
誘電率測定装置の開発
UWB基準アンテナの開発
超小型X線発生装置の開発
科学技術振興事業団より
独創的研究成果育成事業として業務委託
放射線治療用小型加速器の開発
電子銃、加速管、ターゲット、コリメータの設計と測定
株式会社エーイーティー(以下弊社)は、お客様の個人情報の重要性を認識し、以下の取り組みを実施いたします。弊社は個人情報の取り扱いについて、組織体制を整備し、適切な保護に努めます。お客様から個人情報を収集させていただく場合は、収集目的、弊社の窓口をお知らせした上で、必要な範囲で個人情報を収集させていただきます。ただし、イベントやセミナー、面談等で個人情報をご提供いただく場合(名刺等を頂戴する場合を含みます)、利用目的の掲示を省略させて頂くことがございます。お客様の個人情報については、適切な管理を行い、当該個人情報への不正アクセス、紛失、破壊、改ざん、漏洩等の防止を図ります。お客様の個人情報を収集目的の範囲内で利用するとともに、適切な方法で管理し、弊社関連会社並びに関連業務の承継先以外の第三者に対して特段の事情がない限り提供・開示等致しません。弊社は正当な利用目的の範囲内において、業務委託先にお客様の個人情報を預託することがあります。その場合には、漏洩や再提供を行わないよう義務づけ、適切な管理を実施させていただきます。弊社は、お客様の個人情報を以下の目的の達成に必要な範囲でのみ使用いたします。尚、弊社からのご案内をお客様が希望されないとの申し出がある場合や、個人情報の確認や訂正等を希望される場合には、弊社窓口までご連絡頂ければ、すみやかに対応させていただきます。
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